Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

Корректор Линквица для сабвуфера

Желание получить мощный и глубокий бас при просмотре фильмов и прослушивании музыки свойственно многим из нас, оно вполне понятно и естественно. Однако получить такой звук не всегда удается — дорогие и весьма громоздкие сабвуферы пока что не часто украшают интерьер наших квартир (ведь размером они почти с квартиру!). Получить же глубокий бас, с нижней граничной частотой от 15-20 Гц в маленьком объеме довольно проблематично. Вот, например, АЧХ сабвуфера, выполненного в акустическом оформлении типа «закрытый ящик» объемом 40 литров с отличной сабвуферной головкой Peerless 830842. Хорошо видно, что нижняя частота равна 60 Гц (то есть и не саб это вовсе!):

Рис.1. АЧХ сабвуфера в корпусе типа закрытый ящик (ЗЯ).

Ситуацию можно улучшить следующим образом — ввести некую эквализацию в исходный сигнал, грубо говоря, поднять тембр низких частот в усилителе сабвуфера таким образом, чтобы скомпенсировать это самое снижение громкости. При правильной настройке корректирующей цепи, спад на низких частотах динамика полностью компенсируется и результирующая АЧХ получается линейной аж от 13 Гц! Главное здесь правильно подобрать корректирующую АЧХ:

Рис. 2. Частотные характеристики сабвуфера, корректора и получившаяся результирующая.

Эту корректирующую АЧХ можно получить с помощью простой и остроумной схемы, известной как корректор (иногда его называют трансформатор, что не совсем правильно) Линквица (Linkwitz transform), предложенный инженером Зигфридом Линквицем (Siegfried Linkwitz). Схема не только корректирует нужным образом АЧХ, но еще и имееет специализированную ФЧХ — так, чтобы «подкорректированная» колонка полностью соответствовала реальной, имеющей совсем другие (намного лучшие) свойства:

Рис. 3. Принципиальная схема корректора Линквица.

Внимание! Схема инвертирует фазу! В случае использования переключите переключатель фазы сабвуфера либо полярность подключения колонки (или НЧ динамика в зависимости от конструкции всей системы)!
Внимание! Эта схема — просто специальный регулятор тембра и работает с сигналами маленькой амплитуды и маленькой мощности! К ней динамик подключать нельзя — сгорит! Сама схема подключается перед усилителем мощности.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов При этом она выполняется как отдельный блок, или встраивается в уже имеющуюся аппаратуру.

Вот ссылка:

Корректор, на сайте самого Линквица

Естественно, такие великолепные характеристики, как и все на свете, даются не бесплатно. Цена расширения частотного диапазона вниз на 2-3 октавы — либо заметное снижение громкости при той же мощности усилителя, либо рост подводимой электрической мощности к динамику при той же его общей громкости. Посмотрим на красную линию на рисунке 2: на частоте 30 Гц подъем АЧХ составляет 10 дБ, значит мощность повышается в 10 раз. На частоте 20 Гц: 15 дБ = 32 раза, на частоте 10 Гц: 20 дБ = 100 раз соответственно!

Это что, значит 300 ваттный сабвуфер будет звучать как 10-ти ваттный, или даже 3-х ваттный?

Ну не совсем все так плохо. Ведь на частоте 30 Гц уровень сигнала меньше, чем на более высоких частотах, значит и перегрузка будет «не очень». На частоте 20 Гц сигнал еще меньше, а на 10 Гц так практически ничего и нет! На более высоких частотах где уровень сигнала больше — подъем АЧХ меньше, что дает не такую уж сильную перегрузку, как кажется на первый взгляд.

Я попытался оценить, насколько же реально возрастет общая подводимая мощность при использовании корректора Линквитца. Для этого нужно знать распределение спектра, а это штука довольно неопределенная. Для упрощения задачи, я разделил ее на две разные части: сабвуфер и «обычная» колонка. Разница между ними в том, что сабвуфер работает в узком диапазоне частот, причем весь этот диапазон попадает в область действия корректора и увеличение мощности для него будет более существенным, чем для широкополосной колонки, у которой значительная доля подводимой мощности приходтся на диапазон выше 100 Гц, где корректор практически и не работает.

Итак сабвуфер.

Он используется и для музыки, и для кино, причем во втором случае он подключается к специальному низкочастотному каналу (LFE — канал низкочастотных эффектов), где уровень сигнала довольно высок.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов В музыке же содержание самых низких частот несколько меньше. Кривые плотности спектра, используемые в расчете, приведены на рис. 4 (распределение напряжения сигнала).

Рис. 4. Спектр, использованный для оценки перегрузки сабвуферов.

Третья кривая на графике — белый шум. Ом включен в «состав команды» из следующих соображений. Спектр звукового сигнала во всем звуковом диапазоне частот распределен примерно по закону розового шума, у которого амплитуда падает пропорционально частоте. На низких частотах начинает проявляться обратная тенденция — амплитуда падает с понижением частоты. Если оба процесса компенсируют друг друга, то как раз и выходит такая ровненькая линия. Понятно, что эта зависимость оказывается «притянутой за уши», но с другой стороны, она удобна для оценки — реальная перегрузка с большой долей вероятности будет значительно меньше, чем для белого шума. Все эти кривые довольно условны, но более-менее, они отражают усредненные реальные зависимости.

Итак, что получается с учетом наших спектральных распределений? Реальная перегрузка такова:

Перегрузка динамика сабвуфера, раз

Рабочий диапазон частот от:5 Гц15 Гц
Белый шум17,657,02
Музыка5,904,50
Кино15,2910,98

Здесь учтено два момента.

  1. Сверху частотный диапазон ограничен значением 100 Гц. Выше сигнала нет вообще (для нормальных сабвуферов это довольно близко к реальности).
  2. Снизу частотный диапазон ограничен частотами 5 и 15 Гц, ниже которых начинается спад амплитуды сигнала с наклоном 36 дБ/октава. Это также приводит модель в соответствие с жизнью. Какое значение использовать — выбирайте исходя из собственного уровня оптимизма.

Согласно моему взгляду на жизнь, перегрузка моделируемого мною сабвуфера составит 4-5 раз для музыки, и 10-11 раз в кино.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Очень даже оптимистично звучит на фоне перегрузки в почти 105 раз, посчитанной «в лоб»! Причем даже в самом-пресамом худшем случае, перегрузка составит 15-20 раз — с этим уже можно жить!

Вывод: если я свой 60-ти ваттный сабвуфер заменю 300 ваттным, таким, как описан выше, я буду иметь при той же примерно громкости (и даже чуть выше за счет воспроизведения более низкочастотных составляющих) басы вплоть до 13 Гц. Ну-ка, догони!

Теперь рассмотрим коррекцию широкополосной колонки.

Тыловая колонка, описанная в статье двухполосные колонки , корректируется и подключается вот к усилителю мощности на TDA7294 усилителю (с максимальной выходной мощностью на нагрузке 8 Ом порядка 25 Вт) через вот такой корректор:

Рис. 5. Частотные характеристики исходной колонки, корректора и получившаяся результирующая.

Хорошо видно, что маленькая колонка должна играть нормально от 30 Гц, а с некоторым спадом громкости — так аж от 20!

Исходные данные я вводил такие:

Частота среза исходной колонкиf(0)80Гц
Добротность исходной колонкиQ(0)0,64
Результирующая частота срезаf(p)30Гц
Результирующая добротностьQ(p)0,8

И получил результаты расчета:

ЭлементРасчетное значениеРеальные номиналы установленных в схему элементов
R1 =8,73kOhms8,2 к
R2 =76,73kOhms75 к
R3 =62,11kOhms62 к
C1 =1,572µF1,5 мк
C2 =0,033µF0,033 мк
C3 =0,2211µF0,22 мк

Про точность соответствия номиналов деталей — смотрим еще ниже!

Я изготовил корректор и испытал его, но об этом ниже, а пока посмотрим на перегрузку.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Здесь использовано другое распределение спектра сигнала, чем в сабвуфере:

Рис. 6. Спектр, использованный для оценки перегрузки широкополосных колонок.

В отличие от саба, здесь частотный диапазон равен 10 — 600 Гц. В этом диапазоне сосредоточено 70-80% звукового сигнала. Вид спектра несколько утрирован в стророну увеличения содержания низких частот, однако фонограммы с таким спектром наверняка существуют (я встречал). Это опять же устанавливает верхнюю планку, в реальности басов обычно меньше.

Что получается с перегрузкой? А вот что:

Перегрузка динамика колонки, раз

Синусоидальный сигнал при f -> 050,6
С учетом спектра сигнала3,9

Опачки! Получили такую кучу басов практически бесплатно — 4 раза не перегруз! Проверяем все это на практике.

Первое, что хочется отметить — коррекция для слуха получилась не оптимальной, а несколько избыточной. А все из-за того, что я элементы ставил не подбирая, а просто ближайшие по номиналу (а у конденсаторов на самом деле разброс о-го-го!). Да и не стоило задавать результирующую добротность, равную 0,8; а взять бы 0,7 или даже 0,65… После корректировки эквалайзером Винампа, стало хорошо. О том, насколько важны правильные номиналы — ниже!

А сколько стало баса!!!

Причем его не стало больше. Его стало глубже! Сохранилась упругость, сочность, мягкость, углубилась глубина (иначе не скажешь). Никакого бубнения, никакой нереальности. Просто словно колонку заменили заметно большей по объему… Басовые партии, где контрабас и бас-гитара играют от 40 Гц шли на ура. К сожалению, немного успел послушать.

Минусы? Минусы есть, как же без них. О главном минусе в конце. Некоторая зажатость как была, так никуда и не делась. Возможно это из-за объема всего лишь в 8 литров? Еще я не совсем понял как динамик работает ниже своей резонансной частоты (=49 Гц). Появилось желание повысить выходное сопротивление усилителя на 2-3 Ома, чтобы сделать его «слегка источником тока».Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Мне кажется, что тогда на самых низких стало бы лучше. Хотя, возможно это особенность данного динамика. Тем более, что хорошенько послушать и погонять от генератора мне не удалось.

Теперь о главном. Да, уровень максимальной неискаженной громкости звучания снизился. Но не так, чтобы очень. Одна колонка с 13-ти сантиметровым динамиком и усилителем на 25 Вт играла довольно громко. Практически для дискотеки в комнате хватило бы.

Что интересно. На этих же фонограммах я тестировал свой сабвуфер Свен-620 после переделки. Так вот. Басы колонок с корректором Линквитца звучали в чем-то интереснее, чем на сабвуфере (хоть в сабе нет такой зажатости, но это его «ву-уф ву-уу-уф» не так хорошо, басы не такие четкие). Не скажу, что сабвуфер был очень хуже, но был более «размазанным» и «однообразным». Хотя «сотрясателем стен» в этой парочке, все же является сабвуфер. Маленькая колонка его в этом плане не заменила.

Эксперимент N2. Я пересчитал и переделал корректор, задав нижнюю частоту 40 Гц и добротность, равную 0,65. Таким образом условия для колонки получились более «легкими». Кроме того, я довольно тщательно (но не супер) подобрал элементы схемы корректора. Что там с перегрузкой?

Перегрузка динамика колонки, раз

Синусоидальный сигнал при f -> 018,54
С учетом спектра сигнала2,3

Еще я добавил фильтр инфранизких частот (сабсоник) 1-го порядка на частоту 30 Гц. Это еще более облегчило жизнь колонке. Вот тут я послушал основательно. Это получилось как раз то, что нужно — и басов не перебор, и они есть (расширение почти на октаву вниз), и перегрузка приемлимая. Но все же чего-то не хватало. И тут я взял резистор 2 Ом 5 Вт и подключил его последовательно с колонкой. После этого все встало на свои места (при этом низкие пришлось несколько опустить темброблоком, иначе выходил перебор, так как последовательный резистор увеличил добротность и количество низких).Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Правда на большой громкости все равно динамик пытается выйти из диапазона линейного хода, и на сильно басистых записях колонка лажает даже на не очнь большой громкости.

Итак, выводы:

  1. При использовании корректора Линквица реально снизить нижнюю рабочую частоту колонки на 1-2 октавы.
  2. Наступает расплата за расширение частотного диапазона в виде увеличения мощности, требующейся для «раскачки» колонки.
  3. Однако, эта перегрузка не такая уж и большая, как кажется на первый взгляд (но и не маленькая — иначе было бы все слишком просто).
  4. При использовании корректора обязательно нужен фильтр инфранизких частот (сабсоник), причем хорошо бы 2-го порядка — убрать подъем от корректора и внести спад в сигнал ниже рабочей частоты. Это особенно актуально — ведь идет перегрузка, нужно экономить каждый ватт мощности и каждый миллиметр линейного хода диффузора динамика.
  5. Даже если перегрузка динамика (и усилителя) по мощности не так уж и велика, нельзя забывать о величине линейного хода диффузора динамика. Линейный ход «сжирается» корректором со страшной силой. В моем эксперименте искажения начинались именно из-за того, что динамик «выскакивал» из диапазона линейного хода, так что экстрадлинноход — это то, что нужно для такого дела (или динамик с хорошим запасом линейного хода, например, намного большей мощности, чем нужно).
  6. Если корректируется широкополосная колонка, то сильно «оттягивать» вниз ее АЧХ не стОит. Максимум октава. Особенно, если нижняя частота колонки выходит меньше, чем резонансная частота динамика.
  7. Природу не обманешь. Лучше получить хорошие басы акустически, то есть выбрав более подходящие динамики, корпус и акустическое оформление.
  8. Увеличение выходного сопротивления усилителя очень помогает динамику «в трудную минуту», когда ему приходится играть те басовые частоты, которые ему изо всех сил мешает играть акустика корпуса колонки.
  9. Опять же для колонки не нужно пытаться получить результирующую добротность большой.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Значения 0,55-0,6 вполне достаточно, макимум 0,65, не больше. Увеличивая добротность мы улучшаем бас, но расплачиваемся красотой звука. Влияние результирующей добротности Q на АЧХ показано на рис. 7.
  10. Если исходная добротность колонки невелика, то наилучший способ коррекции такой: сначала увеличивать выходное сопротивление усилителя до максимально возможного значения (исходя из пределов разумного), чтобы сделать АЧХ макчимально ровной в области низких частот. А уж потом докорректировать АЧХ корректором Линквитца.

Рис. 7. АЧХ колонок при различных значениях результирующей добротности.

Немного о расчетах. Я слегка доработал известный расчет (выполненый с помощью MS Excel), добавив туда все эти спектральные и мощностные вычисления, не изменив ничего принципиально. На первой странице кроме параметров корректора можно увидеть коэффициенты перегрузки. Скачать файл расчета:

В этом файле несколько листов. На первом (Linkwitz Transform Calculator) вводятся 2 главных для АЧХ параметра исходной колонки: частота среза f(0) и добротность Q(0). И желаемые результирующие параметры f(p) и Q(p). Там же увидите результат расчета — параметры деталей, АЧХ и перегрузку по мощности. Внимание! Значение емкости конденсатора С2 задается вручную. Исходя из нее считаются все остальные емкости и сопротивления. Старайтесь, чтобы значения сопротивлений лежали в пределах 3-600 кОм, а емкостей — 0,001-10 мкФ. Если значение параметра k в строке 12 отрицательно, значит схема не реализуема (при этом ячейка, содержащая параметр сменит цвет с зеленого на красный).

На последней странице (box) можно рассчитать колонку «на скорую руку» и, заодно, узнать параметры, используемые для расчета корректора. Внимание! Если объем корпуса колонки измеряется в литрах, то его значение нужно вводить со знаком «минус». Вводимые параметры такие:

ПараметрЗначениеЕдиница измеренияОписание
Fs =19.2Hzрезонансная частота динамика в открытом пространстве
Qts =0.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов 19полная добротность динамика
Vas =-88.4cu ft. (litres)эквивалентный объем динамика (если в литрах, то вводится со знаком «минус»)
Vb =-40cu ft. (litres)внутренний объем колонки (если в литрах, то вводится со знаком «минус»)

Результаты такие:

ПараметрЗначениеЕдиница измеренияОписаниеЭто значение используется для расчета корректора
Qtc =0.34полная добротность колонкиQ(0)
Fsc =34.40Hzчастота резонанса системыf(0)
F3 =89.55Hzнижняя частота среза АЧХ

Пара слов по поводу конструкции корректора. Очень важно соблюсти номиналы деталей, выдаваемых расчетом. Причем отклонения в небольших пределах сопротивлений резисторов не так страшно, как отклонения емкостей конденсаторов.

Вот пример. В первом варианте корректора для широкополосной колонки получились значения, довольно близкие к стандартным. Я поставил ближайшие, даже не измеряя, что там на самом деле, и промахнулся — на слух звучало плоховато. Моделирование влияния точности деталей на точность АЧХ корректора:

Рис. 8. Изменение АЧХ и ФЧХ корректора Линквитца при отклонении номиналов деталей от расчетных.

Здесь зеленая кривая — исходная, если использовать детали с точь-в-точь нужными номиналами. Синяя — номиналы деталей в точности равны ближайшим стандартным. Красная — взяли реальные детали с некоторым разбросом (в пределах +-5% для резисторов и +-10% для конденсаторов). Все, как говорится, ясно без слов.

По поводу конденсатора 100 пФ. Он нужен для улучшения стабильности устройства на высоких частотах (выше10 кГц). Его емкость и сопротивление резистора R2 образуют фильтр НЧ, который может обрезать высокие частоты. С повышением сопротивления R2 емкость нужно уменьшать.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Но брать ее ниже, чем 20 пФ не имеет смысла — емкость становится соизмеримой с емкостью монтажа и перестает быть существенной. Для сабвуфера высокие частоты можно и обрезать, а вот у колонки — не стОит.

Емкость конденсатора определяется так: если используется широкополосная колонка, то затухание ~ 1,5-2 дБ на частоте 20 кГц будет при С[pF] = 7000 / R2 [кОм]. Для сабвуфера емкость можно увеличить в 3-5 раз.

Есть еще более точный и качественный расчет. Для этого используется другой файл (больше, сложнее и точнее). Как им пользоваться я написал в статье «Профессиональный» расчет корректора Линквица (Linkwitz transform) , кроме того, я в него тоже добавил расчет средней перегрузки динамика для реального спектра сигнала. Я рекомендую использовать именно этот, «профессиональный» расчет, так как он дает гораздо больше полезной информации. Кроме того, для его схемы разработана печатная плата, см. Предварительный усилитель для сабвуфера с корректором Линквица

29.03.2006

Total Page Visits: 1081 — Today Page Visits: 2

Корректор АЧХ Линквица в маломощных УМЗЧ

   Акустическое оформление громкоговорителей можно представить как фильтр ВЧ, поэтому наблюдается не только спад амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) в области низких частот (от 12 до 24 дБ на октаву), но и соответствующее изменение фазочастотной характеристики (ФЧХ). В зависимости от добротности НЧ-головки в акустическом оформлении, может иметь место выброс на АЧХ (до 6…8 дБ на частоте резонанса головки в акустическом оформлении fc), что приводит к «бубнящему» звучанию.

   Применение специального корректора с «зеркальной» относительно АЧХ громкоговорителя характеристикой позволяет не только расширить диапазон частот в области НЧ и убрать «бубнение», но и скорректировать ФЧХ, что благоприятно сказывается на верности воспроизведения звука. Эквивалентная добротность акустической системы (АС) становится близкой к оптимальной, равной 0,71.

   Корректор АЧХ Линквица (рис.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов 1) представляет собой инвертирующий усилитель, охваченный частотно-зависимой ООС с помощью двух двойных неполных Т-мостов — на входе и в цепи ОС. Входной Т-мост настроен на частоту fc, в цепи ОС — на частоту (0,25…0,5)fc.

Рис.1. Корректор АЧХ Линквица

   Элементы Т-мостов выбраны таким образом, чтобы постоянные времени Корректирующих RC-цепей

τ1 = R1*С2 = R5*СЗ;
τ2 = R2*С1 = R4*С4

   были равны. Коэффициент усиления в области НЧ определяется отношением Kнч = R4/R2. В зависимости от добротности НЧ-головки в акустическом оформлении, значение Kнч меняется в пределах 4,5…15.

   Очевидно, что при использовании корректора, УМЗЧ должен иметь соответствующий запас по перегрузке. От резисторов R1 и R5 зависит добротность Т-мостов. Параметры элементов корректора для некоторых значений добротности головки в акустической системе с фазоинвертором (ФИ) приведены в табл.1.

Таблица.1.
Добротность головки в АС с ФИ (fc=80 Гц)R1(R5),
кОм
R2(R3),
кОм
R4(R6),
кОм
С1,
нФ
С2(С3),
нФ
С4,
нФ
Нижняя частота АС, Гц
(-ЗдБ)
1,018,012,254,1566471280,48*fs
1,28,8313,268,6482471080,48*fs
1,42,3214,061,94324797,50,48*fs
1,62,1212,271,55694796,80,41*fs
1,82,6523,81693182244,70,38*fs
2,02,3121,51883912244,50,34*fs
2,52,7916,72426462244,50,26*fs

Номиналы RC-элементов должны быть подобраны с точностью ±1 %.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов В последней колонке дана нижняя частота громкоговорителя с корректором (относительно резонансной частоты головки fs). Для других значений частоты fc емкости конденсаторов С1…С4 пересчитываются. Например, емкость С1 равна:

С1′ = С1*80 / fc

   Аналогичным образом пересчитывают и остальные емкости. Можно наоборот, емкости оставить прежними, а пересчитать номиналы резисторов R1…R6.

   При добротности головки 1,6 и выше характеристика корректора имеет значительный подъем на частотах 20…30 Гц. Во избежание перегрузки УМЗЧ на инфранизких частотах, на его входе целесообразно поставить дополнительный RC-фильтр первого порядка с частотой среза 30 Гц.

   Для понимания работы корректора рассмотрим свойства двойного Т-моста (рис.2а).

Рис.2.a. Двойной Т-мост

Он представляет собой режекторный фильтр с частотой настройки f0:

f0=1 / 2πRC .

   Глубина режекции (подавления частоты f0) такого фильтра при работе на высокоомную нагрузку достигает 50 дБ. Неполный двойной Т-мост (рис.2б) имеет ту же частоту настройки, однако добротность фильтра гораздо ниже, и глубина режекции — всего 10 дБ.

Рис.2.б. Неполный двойной Т-мост

Достоинство неполного моста в том, что он позволяет перестраивать частоту настройки фильтра изменением всего одной емкости Сх. Частоту настройки неполного двойного Т-моста определяют по формуле:

f = f0 * n1/2, n = 2 * Cx/C.

   Глубина режекции неполного двойного Т-моста для некоторых значений n приведены в табл.2.

Таблица.2.
n0,10,1250,250,51,0234510
Глубина режекции, дБ1,52,03,56,0101417192126

   Корректор АЧХ Линквица предназначен в основном для закрытых акустических систем, но его можно использовать и совместно с фазоинвертором.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

   Для определения добротности АС Qтс И частоты резонанса fc потребуется любой электретный микрофон (например, МЭК-3) и предварительный усилитель с гладкой АЧХ в пределах от 10 до 10000 Гц.

   Частоту резонанса fc с точностью 10…15% можно определить следующим образом. Герметизируют корпус АС, плотно закрыв отверстие фазоинвертора. Размещают микрофон в непосредственной близости (на расстоянии 2…З мм) от диффузора НЧ-головки со смещением 2/3 радиуса диффузора от его центральной оси. На АС подают сигнал мощностью 0,1…0,5 Вт. Сигнал с выхода усилителя контролируют вольтметром и осциллографом. Изменяя частоту генератора, строят АЧХ АС от 20 до 500 Гц.

   Убеждаются в наличии горба на АЧХ в области fc и спада характеристики с крутизной 12 дБ/окт. ниже этой частоты.

   Снимают НЧ-головку и определяют ее частоту основного резонанса в свободном пространстве fs и полную добротность Qтs, например, по методикам, изложенным в [2]. После этого определяют добротность АС по формуле:

Qтс = Qтs * fc / fs .

   Вид АЧХ и ФЧХ корректора для Qтс = 1,0 показаны на рис.3, АЧХ для Qтс = 1,4; 1,8; 2,5 — соответственно на рис.4…6.

Рис.3.

Рис.4.

Рис.5.

Рис.6.

   Чертеж печатной платы размерами 45×49 мм для двухканального корректора показан на рис.7, сборочный чертеж — на рис.8. На плате предусмотрены места для установки неполярных конденсаторов развязки по питанию (на схеме они не показаны). В качестве операционных усилителей можно использовать микросхемы типа К544УД1 или КР140УД608.

Рис.7. Печатная плата двухканального корректора

Рис.8. Сборочный чертеж

   Учитывая, что корректор может иметь усиление на частотах 30…40 Гц от 10 до 15 дБ (3…5 раз), что при использовании в маломощном усилителе приведет к его перегрузке и жесткому ограничению сигнала, необходимо принять меры для уменьшения заметности искажений. Для этой цели в последнее время все чаще используют ограничители сигнала (лимитеры) [3,4].Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

   Возможный вариант адаптивного лимитера показан на рис.9. С помощью резисторов R4 и R5 добиваются плавного симметричного ограничения сигнала, не доходящего до жесткого ограничения при 2…3-кратной перегрузке по входу. Благодаря подключению входного делителя к источнику питания УМЗЧ, плавное ограничение будет сохраняться и при изменении напряжения питания.

Рис.9. Адаптивный лимитер

   Плавность характеристики лимитера зависит от количества диодов и, в некоторой степени, от входных резисторов (чем больше номинал резистора и меньше диодов, тем жестче характеристика ограничения). Диоды желательно подобрать с близкими характеристиками.

   Чертеж печатной платы ограничителя размерами 52×34 мм изображен на рис.10, сборочный чертеж — на рис.11. В качестве VT1 и VT2 можно использовать транзисторы типа КТ502Е, КТ503Е, VT3 и VT4 — любые маломощные комплементарные, например, КТ3102, КТ3107. Диоды — любые маломощные, как кремниевые, так и германиевые.

Рис.10. Печатная плата ограничителя

Рис.11. Сборочный чертеж

   По сравнению с «жестким» ограничением, при использовании лимитера спектр сигнала обогащается гармониками более низкого порядка. Однако и в этом случае на вершинах сигнала происходит значительное уменьшение СЧ- и ВЧ-составляющих и добавление нечетных гармоник.

   Для уменьшения этого эффекта разработан корректор, совмещенный с лимитером (рис.12).

Рис.12. Корректор, совмещенный с лимитером

Чтобы увеличить плавность ограничения, вместо увеличения количества диодов введены резисторы R22 и R23, а для уменьшения ограничения СЧ- и ВЧ-составляющих последовательные RC-цепи включены в делители R13-R15 (R14-R16). Осциллограммы сигналов частотой 30 Гц (700 мВ) и 1 кГц (175 мВ) с обычным ограничителем (без делителей) и с предлагаемым показаны на рис.13 и 14 соответственно.

Рис.13.

Рис.14.

На осциллограмме рис.14 по сравнению с рис.13 заметно значительно меньшее подавление сигнала частотой 1 кГц, однако уже появляются фазовые искажения.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Поэтому приходится искать компромисс между степенью сохранения СЧ- и ВЧ-составляющих сигнала и дополнительными фазовыми искажениями.

   Печатная плата устройства размерами 55×75 мм показана на рис.15, а сборочный чертеж — на рис.16.

Рис.15. Печатная плата корректора, совмещенного с лимитером

Рис.16. Сборочный чертеж

Источники

  1. И.Алексеев. Об искажениях частотных характеристик малогабаритных акустических систем и «глубоких басах». — Радиохобби, 2000, N5, С.59.
  2. И.Алдошина, А.Войшвило. Высококачественные акустические системы и излучатели. — М.: Радио и связь, 1985.
  3. А.Петров. Транзисторный УМЗЧ на пути к совершенству. — Радиолюбитель, 1999, N5, С.18.
  4. С.Агеев. Сверхлинейный УМЗЧ с глубокой ООС. — Радио, 1999, N11, С. 14.

Автор: А.ПЕТРОВ, г.Могилев

Модуль управления сабом с корректором Линквица.

  1. Предисловие.
  2. Схема.
  3. Конструктив.
  4. Настройка.
  5. Файло.
  6. Послесловие.

1. Предисловие.

Включалка саба и и фильтр. Никаких регулировок снаружи саба нет, один раз накручивается и закрывается. Саб выполнен незаметной, гы-гы, 65-ти литровой коробкой ЗЯ с 12″ Пирлисс СЛС.

Как обычно, сделал давно, запротоколировать руки дошли только теперь и могут быть мелкие ошибки и шероховатости, но общий смысл будет понятен, я надеюсь.

2.Схема.

Начинаем слева сверху: БП, никаких наворотов, все традиционно, буржуйский мелкий транс, обычные диоды 1N4004, интегральные стабилизаторы, электролиты. Постоянно подключен к сети. Защищен предохранителями, они на плате БП усилителя.

Входной инвертирующий буфер, с регулировкой усиления, регулятор фазы, трансформатор Линквица, регулируемый ФВЧ. Все на одной TL074. Из необычаностей только размер входного кондесатора, как бы сабсоник.

Детектор сигнала на входе. На TL072, эта часть тоже высоковольтная, и тоже питается через предохранитель, так что не забудьте про них, штука обязательная!

Детальки.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Старался самые распространенные. Опять от левого верхнего угла. Мелкий транс Hahn из ELFA, диоды любые выпрямительные, емкости, интегральные стабы 78S12 и 79S12. ОУ в буфере-фильтре и детекторе TL072 и TL074. Мелкий полевичек IRFD110 в случае полной засады стоит поискать на мертвых хардах. В защите 2N5551 — самый распространенный мелкий n-p-n и BC618 — Дарлингтон. Релюшка в детекторе 12 вольтовая.

Для возможных издевательств над схемой вот микрокаповская модель фильтра. Ну и рисуночек АЧХ при разных положениях переменника R17/R18. Завал по НЧ организован специально, эдакий сабсоник, если не нужен, то исправляется увеличением входной емкости.

Ну и микрокаповская модель детектора. Там смотреть особенно нечего, но вдруг чего покрутить захочется. Собственно идея потянута у Рода Эллиотта.

Немножко подробней про Линквитца. Собственно утянуто отсюда. Расчет вел вот по этой таблице, несколько раз пересчитывали перепаивал. Что там стоит в результате я не помню, да это и не важно, т.к. можно всегда подогнать под свою ГГ и ящик. Особо хочу отметить, что нужно внимательно смотреть на ход диффузора при выборе мощности усилителя. Не надо гнать дикие ватты, они не нужны!

3.Конструктив.

Все смонтировано на двусторонней печатке, максимум разведено по нижней стороне, что не развелось то по верху и залито сплошняком землей по обоим сторонам. Только под высоковольтной стороной трансформатора и релюшкой, коммутирующей БП мощника земли нет.

Плату/схему рисовал в ПиКАДе2006. Получилось очень компактно. В плате шесть отверстий для крепления, подложил тонкий поролон и привернул мелкими шурупами к стенке саба.

Один неочевидный момент: регулировок снаружи не предусмотрено, поэтому сдвоенный переменник заменен двумя подстроечниками, которые я припаивал насадив на шестигранник, что бы соблюсти соосность. При монтаже не надо забывать, что металлизации нет и переходы верх-низ пропаивать и по верхней стороне.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

4. Настройка.

Пришлось вытащить на длинных проводах и крутить за пределами ящика, а потом уже все ставить на место. Сначала чувствительность, потом чувствительность детектора сигнала. Хорошо встать на 7-ую ногу ОУ детектора и смотреть осцилографом при подключеном проводе, но выключенном ресивере отсутствие иголок. Потом нужно поймать фазировку. Я включил фронт в противофазе, подал 80 Гц и крутил фазу, а помошник слушал на диване для просмотра кинофильмов и грел уши в поисках минимумума. Потом снова фронт переполюсовал и накрутил фильтр по вкусу, получилось близко к середине, а вообще регулировка слишком широкая, надо бы пересчитать.

5. Файло.

Файлики для ПиКАДа в составе: схема, плата, библиотека. Все вроде соответствует, библиотека не кривая. Плата на фото и в фаликах отличаются — все ошибки исправлены, кое где чутка подправлены глупости и результат спешки. Хотя, по взрослому, надо бы все переразвести.

Экселовская табличка со списком деталек, кодами из каталогов и ценами.

6. Послесловие.

ЗЯ с корректорм очень приятная штука, а если привыкнешь, то все остальное кажется ненастоящим. Меня это очень удивило. Бас какой то странный, вроде и не много, но одежда шевелится. И совершенно никаких призвуков или даже намека на гудение — бубнение.


Модуль управления сабом с корректором Линквица.

  1. Предисловие.
  2. Схема.
  3. Конструктив.
  4. Настройка.
  5. Файло.
  6. Послесловие.

1. Предисловие.

Включалка саба и и фильтр. Никаких регулировок снаружи саба нет, один раз накручивается и закрывается. Саб выполнен незаметной, гы-гы, 65-ти литровой коробкой ЗЯ с 12″ Пирлисс СЛС.

Как обычно, сделал давно, запротоколировать руки дошли только теперь и могут быть мелкие ошибки и шероховатости, но общий смысл будет понятен, я надеюсь.

2.Схема.

Начинаем слева сверху: БП, никаких наворотов, все традиционно, буржуйский мелкий транс, обычные диоды 1N4004, интегральные стабилизаторы, электролиты.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Постоянно подключен к сети. Защищен предохранителями, они на плате БП усилителя.

Входной инвертирующий буфер, с регулировкой усиления, регулятор фазы, трансформатор Линквица, регулируемый ФВЧ. Все на одной TL074. Из необычаностей только размер входного кондесатора, как бы сабсоник.

Детектор сигнала на входе. На TL072, эта часть тоже высоковольтная, и тоже питается через предохранитель, так что не забудьте про них, штука обязательная!

Детальки. Старался самые распространенные. Опять от левого верхнего угла. Мелкий транс Hahn из ELFA, диоды любые выпрямительные, емкости, интегральные стабы 78S12 и 79S12. ОУ в буфере-фильтре и детекторе TL072 и TL074. Мелкий полевичек IRFD110 в случае полной засады стоит поискать на мертвых хардах. В защите 2N5551 — самый распространенный мелкий n-p-n и BC618 — Дарлингтон. Релюшка в детекторе 12 вольтовая.

Для возможных издевательств над схемой вот микрокаповская модель фильтра. Ну и рисуночек АЧХ при разных положениях переменника R17/R18. Завал по НЧ организован специально, эдакий сабсоник, если не нужен, то исправляется увеличением входной емкости.

Ну и микрокаповская модель детектора. Там смотреть особенно нечего, но вдруг чего покрутить захочется. Собственно идея потянута у Рода Эллиотта.

Немножко подробней про Линквитца. Собственно утянуто отсюда. Расчет вел вот по этой таблице, несколько раз пересчитывали перепаивал. Что там стоит в результате я не помню, да это и не важно, т.к. можно всегда подогнать под свою ГГ и ящик. Особо хочу отметить, что нужно внимательно смотреть на ход диффузора при выборе мощности усилителя. Не надо гнать дикие ватты, они не нужны!

3.Конструктив.

Все смонтировано на двусторонней печатке, максимум разведено по нижней стороне, что не развелось то по верху и залито сплошняком землей по обоим сторонам. Только под высоковольтной стороной трансформатора и релюшкой, коммутирующей БП мощника земли нет.

Плату/схему рисовал в ПиКАДе2006.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Получилось очень компактно. В плате шесть отверстий для крепления, подложил тонкий поролон и привернул мелкими шурупами к стенке саба.

Один неочевидный момент: регулировок снаружи не предусмотрено, поэтому сдвоенный переменник заменен двумя подстроечниками, которые я припаивал насадив на шестигранник, что бы соблюсти соосность. При монтаже не надо забывать, что металлизации нет и переходы верх-низ пропаивать и по верхней стороне.

4. Настройка.

Пришлось вытащить на длинных проводах и крутить за пределами ящика, а потом уже все ставить на место. Сначала чувствительность, потом чувствительность детектора сигнала. Хорошо встать на 7-ую ногу ОУ детектора и смотреть осцилографом при подключеном проводе, но выключенном ресивере отсутствие иголок. Потом нужно поймать фазировку. Я включил фронт в противофазе, подал 80 Гц и крутил фазу, а помошник слушал на диване для просмотра кинофильмов и грел уши в поисках минимумума. Потом снова фронт переполюсовал и накрутил фильтр по вкусу, получилось близко к середине, а вообще регулировка слишком широкая, надо бы пересчитать.

5. Файло.

Файлики для ПиКАДа в составе: схема, плата, библиотека. Все вроде соответствует, библиотека не кривая. Плата на фото и в фаликах отличаются — все ошибки исправлены, кое где чутка подправлены глупости и результат спешки. Хотя, по взрослому, надо бы все переразвести.

Экселовская табличка со списком деталек, кодами из каталогов и ценами.

6. Послесловие.

ЗЯ с корректорм очень приятная штука, а если привыкнешь, то все остальное кажется ненастоящим. Меня это очень удивило. Бас какой то странный, вроде и не много, но одежда шевелится. И совершенно никаких призвуков или даже намека на гудение — бубнение.


Модуль управления сабом с корректором Линквица.

  1. Предисловие.
  2. Схема.
  3. Конструктив.
  4. Настройка.
  5. Файло.
  6. Послесловие.

1.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Предисловие.

Включалка саба и и фильтр. Никаких регулировок снаружи саба нет, один раз накручивается и закрывается. Саб выполнен незаметной, гы-гы, 65-ти литровой коробкой ЗЯ с 12″ Пирлисс СЛС.

Как обычно, сделал давно, запротоколировать руки дошли только теперь и могут быть мелкие ошибки и шероховатости, но общий смысл будет понятен, я надеюсь.

2.Схема.

Начинаем слева сверху: БП, никаких наворотов, все традиционно, буржуйский мелкий транс, обычные диоды 1N4004, интегральные стабилизаторы, электролиты. Постоянно подключен к сети. Защищен предохранителями, они на плате БП усилителя.

Входной инвертирующий буфер, с регулировкой усиления, регулятор фазы, трансформатор Линквица, регулируемый ФВЧ. Все на одной TL074. Из необычаностей только размер входного кондесатора, как бы сабсоник.

Детектор сигнала на входе. На TL072, эта часть тоже высоковольтная, и тоже питается через предохранитель, так что не забудьте про них, штука обязательная!

Детальки. Старался самые распространенные. Опять от левого верхнего угла. Мелкий транс Hahn из ELFA, диоды любые выпрямительные, емкости, интегральные стабы 78S12 и 79S12. ОУ в буфере-фильтре и детекторе TL072 и TL074. Мелкий полевичек IRFD110 в случае полной засады стоит поискать на мертвых хардах. В защите 2N5551 — самый распространенный мелкий n-p-n и BC618 — Дарлингтон. Релюшка в детекторе 12 вольтовая.

Для возможных издевательств над схемой вот микрокаповская модель фильтра. Ну и рисуночек АЧХ при разных положениях переменника R17/R18. Завал по НЧ организован специально, эдакий сабсоник, если не нужен, то исправляется увеличением входной емкости.

Ну и микрокаповская модель детектора. Там смотреть особенно нечего, но вдруг чего покрутить захочется. Собственно идея потянута у Рода Эллиотта.

Немножко подробней про Линквитца. Собственно утянуто отсюда. Расчет вел вот по этой таблице, несколько раз пересчитывали перепаивал. Что там стоит в результате я не помню, да это и не важно, т.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов к. можно всегда подогнать под свою ГГ и ящик. Особо хочу отметить, что нужно внимательно смотреть на ход диффузора при выборе мощности усилителя. Не надо гнать дикие ватты, они не нужны!

3.Конструктив.

Все смонтировано на двусторонней печатке, максимум разведено по нижней стороне, что не развелось то по верху и залито сплошняком землей по обоим сторонам. Только под высоковольтной стороной трансформатора и релюшкой, коммутирующей БП мощника земли нет.

Плату/схему рисовал в ПиКАДе2006. Получилось очень компактно. В плате шесть отверстий для крепления, подложил тонкий поролон и привернул мелкими шурупами к стенке саба.

Один неочевидный момент: регулировок снаружи не предусмотрено, поэтому сдвоенный переменник заменен двумя подстроечниками, которые я припаивал насадив на шестигранник, что бы соблюсти соосность. При монтаже не надо забывать, что металлизации нет и переходы верх-низ пропаивать и по верхней стороне.

4. Настройка.

Пришлось вытащить на длинных проводах и крутить за пределами ящика, а потом уже все ставить на место. Сначала чувствительность, потом чувствительность детектора сигнала. Хорошо встать на 7-ую ногу ОУ детектора и смотреть осцилографом при подключеном проводе, но выключенном ресивере отсутствие иголок. Потом нужно поймать фазировку. Я включил фронт в противофазе, подал 80 Гц и крутил фазу, а помошник слушал на диване для просмотра кинофильмов и грел уши в поисках минимумума. Потом снова фронт переполюсовал и накрутил фильтр по вкусу, получилось близко к середине, а вообще регулировка слишком широкая, надо бы пересчитать.

5. Файло.

Файлики для ПиКАДа в составе: схема, плата, библиотека. Все вроде соответствует, библиотека не кривая. Плата на фото и в фаликах отличаются — все ошибки исправлены, кое где чутка подправлены глупости и результат спешки. Хотя, по взрослому, надо бы все переразвести.

Экселовская табличка со списком деталек, кодами из каталогов и ценами.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

6. Послесловие.

ЗЯ с корректорм очень приятная штука, а если привыкнешь, то все остальное кажется ненастоящим. Меня это очень удивило. Бас какой то странный, вроде и не много, но одежда шевелится. И совершенно никаких призвуков или даже намека на гудение — бубнение.


Модуль управления сабом с корректором Линквица.

  1. Предисловие.
  2. Схема.
  3. Конструктив.
  4. Настройка.
  5. Файло.
  6. Послесловие.

1. Предисловие.

Включалка саба и и фильтр. Никаких регулировок снаружи саба нет, один раз накручивается и закрывается. Саб выполнен незаметной, гы-гы, 65-ти литровой коробкой ЗЯ с 12″ Пирлисс СЛС.

Как обычно, сделал давно, запротоколировать руки дошли только теперь и могут быть мелкие ошибки и шероховатости, но общий смысл будет понятен, я надеюсь.

2.Схема.

Начинаем слева сверху: БП, никаких наворотов, все традиционно, буржуйский мелкий транс, обычные диоды 1N4004, интегральные стабилизаторы, электролиты. Постоянно подключен к сети. Защищен предохранителями, они на плате БП усилителя.

Входной инвертирующий буфер, с регулировкой усиления, регулятор фазы, трансформатор Линквица, регулируемый ФВЧ. Все на одной TL074. Из необычаностей только размер входного кондесатора, как бы сабсоник.

Детектор сигнала на входе. На TL072, эта часть тоже высоковольтная, и тоже питается через предохранитель, так что не забудьте про них, штука обязательная!

Детальки. Старался самые распространенные. Опять от левого верхнего угла. Мелкий транс Hahn из ELFA, диоды любые выпрямительные, емкости, интегральные стабы 78S12 и 79S12. ОУ в буфере-фильтре и детекторе TL072 и TL074. Мелкий полевичек IRFD110 в случае полной засады стоит поискать на мертвых хардах. В защите 2N5551 — самый распространенный мелкий n-p-n и BC618 — Дарлингтон. Релюшка в детекторе 12 вольтовая.

Для возможных издевательств над схемой вот микрокаповская модель фильтра.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Ну и рисуночек АЧХ при разных положениях переменника R17/R18. Завал по НЧ организован специально, эдакий сабсоник, если не нужен, то исправляется увеличением входной емкости.

Ну и микрокаповская модель детектора. Там смотреть особенно нечего, но вдруг чего покрутить захочется. Собственно идея потянута у Рода Эллиотта.

Немножко подробней про Линквитца. Собственно утянуто отсюда. Расчет вел вот по этой таблице, несколько раз пересчитывали перепаивал. Что там стоит в результате я не помню, да это и не важно, т.к. можно всегда подогнать под свою ГГ и ящик. Особо хочу отметить, что нужно внимательно смотреть на ход диффузора при выборе мощности усилителя. Не надо гнать дикие ватты, они не нужны!

3.Конструктив.

Все смонтировано на двусторонней печатке, максимум разведено по нижней стороне, что не развелось то по верху и залито сплошняком землей по обоим сторонам. Только под высоковольтной стороной трансформатора и релюшкой, коммутирующей БП мощника земли нет.

Плату/схему рисовал в ПиКАДе2006. Получилось очень компактно. В плате шесть отверстий для крепления, подложил тонкий поролон и привернул мелкими шурупами к стенке саба.

Один неочевидный момент: регулировок снаружи не предусмотрено, поэтому сдвоенный переменник заменен двумя подстроечниками, которые я припаивал насадив на шестигранник, что бы соблюсти соосность. При монтаже не надо забывать, что металлизации нет и переходы верх-низ пропаивать и по верхней стороне.

4. Настройка.

Пришлось вытащить на длинных проводах и крутить за пределами ящика, а потом уже все ставить на место. Сначала чувствительность, потом чувствительность детектора сигнала. Хорошо встать на 7-ую ногу ОУ детектора и смотреть осцилографом при подключеном проводе, но выключенном ресивере отсутствие иголок. Потом нужно поймать фазировку. Я включил фронт в противофазе, подал 80 Гц и крутил фазу, а помошник слушал на диване для просмотра кинофильмов и грел уши в поисках минимумума.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов Потом снова фронт переполюсовал и накрутил фильтр по вкусу, получилось близко к середине, а вообще регулировка слишком широкая, надо бы пересчитать.

5. Файло.

Файлики для ПиКАДа в составе: схема, плата, библиотека. Все вроде соответствует, библиотека не кривая. Плата на фото и в фаликах отличаются — все ошибки исправлены, кое где чутка подправлены глупости и результат спешки. Хотя, по взрослому, надо бы все переразвести.

Экселовская табличка со списком деталек, кодами из каталогов и ценами.

6. Послесловие.

ЗЯ с корректорм очень приятная штука, а если привыкнешь, то все остальное кажется ненастоящим. Меня это очень удивило. Бас какой то странный, вроде и не много, но одежда шевелится. И совершенно никаких призвуков или даже намека на гудение — бубнение.


Активный кроссовер с фильтрами

Данный предварительный усилитель предназначен для применения в профессиональных двуполосных усилителях для студийной акустики. В состав входят: Двуполосный кроссовер с частотой среза 2000Гц, Корректор Линквица, Сабсоник (фильтр инфранизких частот), схема задержки по ВЧ части для реализации настройки TimeAligh. Так-же имеется буферный каскад по входу реализующий обычное или балансное включение и 3 регулятора уровня: ВЧ по входу тракта и  ВЧ и НЧ по выходу.

Схема:

Корректор Линквица

Корректор Линквица исправляет падение АЧХ в нижнем диапазоне, которое обычно образуется в корпусах типа Закрытый Ящик. На графике ниже показана его работа.

Он реализован на IC1.2. При данных элентах расчетная частота коррекции начинается ниже 55Гц.

Сабсоник

Сабсоник или фильтр инфранизких частот срезает частоту нижен определенной. Это необходимо для предотвращения хрипов и перегрузок на динамике при слишком низкой частоте, нормально воспроизвести которую он не в состоянии.

Реализован на IC1.3. Идет сразу за Корректором Линквица, Корректор исправляет АЧХ, а Сабсоник ее обрезает, в итоге получаем наиболее возможно ровную АЧХ.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов

Кроссоверы

Кроссоверы реализованы по типу Линквица-Райли с ослабением 24Дб на октаву. Частота раздела составляет 2000Гц. Реализован на IC1.4 IC2.1 для НЧ части и IC2.2 IC2.3 для ВЧ части.

Схема задержки

На IC2.4 реализована схема задержки на 60мс. Она необходима для подстройки TimeAligh избегая физического разноса.

Регуляция уровней

Для удобства настройки в схему введены 3 подстроечных резистора, необходимых для простой регуляции уровней по выходу НЧ и ВЧ.

Детали:

IC1 и IC2 идентичны, в качестве них можно применить OPA4134 или TL074 в корпусе DIP. Конденсаторы пленочные. В шунте и по входу электролиты на 16В и 50В соответственно. Все резисторы мощностью 0.25Вт. Печатная плата в формате Sprint-Layout прилагается.

Печатная плата выполнена методом плоттерной аппликации:

После травления в 30 процентной соляной кислоте:

И после сборки:

Список радиоэлементов
ОбозначениеТипНоминалКоличество
Операционный усилительTL0742OPA4134
Конденсатор0.75 мкФ1
Конденсатор47 нФ1
Конденсатор0.22 мкФ1
Конденсатор0.47 мкФ3
Конденсатор100 пФ1
Конденсатор44 нФ4
Конденсатор22 нФ5
Электролитический конденсатор1000 мкФ1
Конденсатор100 нФ1
Конденсатор220 пФ1
Конденсатор1 мкФ3
Резистор56 кОм2
Резистор15 кОм2
Резистор5.Корректор линквица: Применение корректора Линквица (Linkwitz transformator) для усиления басов 6 кОм3
Резистор51 кОм2
Резистор2.5 кОм13
Подстроечный резистор56 кОм4

Активные фильтры

| Построй свой собственный
| Главная панель | Дипольный НЧ-динамик | Кроссовер / эквалайзер
| Принадлежности |
| Системный тест | Дизайнерские модели | Прототипы
| Активные фильтры | Окружать
| FAQ |

Вот каталог схем линейного уровня, которые я нашел
полезно для создания активных громкоговорителей.Возможны многие другие топологии, но
перед выбором схемы всегда следует анализировать способность схемы обрабатывать сигнал и ее вклад в общий шум системы.
Пакет программного обеспечения САПР, например CircuitMaker.
наиболее удобен для анализа и проектирования активных фильтров. LspCAD
программное обеспечение позволяет увидеть, как активный фильтр изменяет
измеряет частотную характеристику драйвера и позволяет оптимизировать ее до целевого
отклик. Все фильтры линейного уровня ниже включены в стандарт LspCAD.
и профессиональные версии.Значения компонентов для всех фильтров ниже и для
двойной источник питания можно определить по схеме
таблица дизайна
предоставлено Бернхардом Фаульхабером.
Она охватывает больше случаев, чем предыдущая таблица
по Алистер
Сиббальд.

1 — Ступень буфера
2 — 12 дБ / окт. Кроссовер Linkwitz-Riley
3 — 24 дБ / окт. Кроссовер Linkwitz-Riley
4 — Коррекция задержки
5 — Стеллаж ФНЧ и пассивная цепь
6 — Стеллаж highpass & passive circuit
7 — Режекторный фильтр
8-6 дБ / окт. Дипольная эквализация
9 — 12 дБ / окт. Эквализация верхних частот
(«Преобразование Линквица», Biquad)
10 — Регулируемое усиление и фиксированное затухание
11 — Линейный драйвер
12 — Блок питания
13 — Печатные платы
14 — Литература

————————————————- —————-

1 — Буферная ступень

Буфер как первая ступень активного
кроссовер / эквалайзер обеспечивает необходимый низкий импеданс источника для следующих
фильтровать сети.Буфер также обеспечивает высокую импедансную нагрузку на предусилитель.
выходная цепь и опция фильтра верхних частот для блокировки постоянного тока. (w-xo-lp2.gif, pmtm-eq1.gif,
38xo_eq.gif) Наверх

2 — 12 дБ / окт. Кроссовер Linkwitz-Riley

Два выхода кроссоверного фильтра LR2 — 180 градусов.
не совпадают по фазе на всех частотах, что требует использования одного из драйверов с
обратная полярность, так что два акустических выхода суммируются по фазе.На
Частота кроссовера на выходах фильтров на 6 дБ ниже.
Акустическая частота и полярный отклик контролируются электрическим
фильтры и отклик установленных драйверов. Электрический фильтр не
дать желаемый результат при недостаточном нахлесте и ровности
АЧХ драйвера и когда они смещены друг от друга. Это можно исправить в
много случаев с добавлением схемы коррекции фазового сдвига. Я считаю
кроссовер мало полезен, потому что спад 12 дБ / окт
фильтр верхних частот ниже частоты кроссовера не уменьшает отклонения
конус драйвера при получении плоской частотной характеристики.Мое предыдущее предположение
что групповая задержка кроссовера LR4 4-го порядка
на низких частотах вносить слышимые искажения было не правильно. Следовательно
Рекомендую не использовать кроссовер LR2. (38xo_eq1.gif,
FAQ19, xo12-24b.gif)

Схема LR2 использует топологию активного фильтра Саллена-Ки.
для реализации передаточной функции 2-го порядка. Ответ определяется как w 0
и Q 0 , который устанавливает расположение пары полюсов в комплексе
частотной s-плоскости и двумя дополнительными нулями при s = 0 для фильтра верхних частот.в
случае фильтров LR2 Q 0 = 0,5 и Q 0 = 0,71 для каждого
двух каскадных фильтров 2-го порядка, которые образуют фильтр LR4. Частота
ответ получается установкой s = jw
и решение передаточной функции для величины и фазы. Формулы ниже
можно использовать для создания фильтров с разными значениями для w 0
или Q 0 , или проанализировать данную схему на предмет ее w 0
и Q 0 значений.

Фильтры Линквица-Райли любого порядка могут быть реализованы с помощью
каскад фильтров Саллена-Ки 2-го порядка.Значения Q 0 для каждого этапа
перечислены в таблице ниже. Значения компонентов каждого этапа для данного
частоту кроссовера f 0 можно рассчитать, используя Q 0 и
выбор удобного значения для C 2 или R 2 в формулах
над.

LR2 LR4 LR6 LR8 LR10
Q 0 ступени 1 0.5 0,71 0,5 0,54 0,5
Q 0 2 ступени 0,71 1,0 1,34 0,62
Q 0 ступени 3 1,0 0,54 1.62
Q 0 ступени 4 1,34 0,62
Q 0 ступени 5 1,62
дБ / октава крутизна 12 24 36 48 60

Фильтры кроссовера более высокого порядка, чем LR4, вероятно, являются
бесполезно из-за увеличения пика групповой задержки около f 0 .
Топ

3 — 24 дБ / окт. Кроссовер Linkwitz-Riley

Разделительный фильтр LR4 24 дБ / окт.
выходы со смещением по фазе на 360 градусов на всех частотах. На
Частота перехода Fp отклика на 6 дБ ниже. Электрическая сеть будет
только дать целевой точный отклик акустического фильтра, если драйверы плоские
и имеют широкое перекрытие. Это бывает редко. Крутые наклоны фильтра делают
комбинированный акустический отклик менее чувствителен к ошибкам величины в драйвере
отклики, но ошибки фазового сдвига обычно необходимо исправлять с помощью
дополнительная сеть allpass.(xo12-24b.gif,
38xo_eq1.gif, models.htm # E) Top

Расс Райли и Зигфрид Линквиц, сентябрь 2006 г., Дуглас-Сити, Калифорния
В
шестидесятые
начало семидесятых, я
работал с Рассом Райли в научно-исследовательской лаборатории Hewlett-Packard в Пало-Альто
для разработки испытательного оборудования ВЧ и СВЧ. Как и многие другие
инженеров, у нас были «G-Jobs», которые строили такие вещи, как
электронное зажигание для наших жуков и фургонов VW, FM-приемники, фазовая синхронизация
широтно-импульсные FM-демодуляторы, коротковолновые приемники, предварительное аудио и питание
усилители, аудиоанализаторы третьей октавы, эквалайзеры для наушников и
конечно, громкоговорители.После измерения акустического и электрического
отзывы коммерческих спикеров мы уравняли и постарались понять
почему они были разработаны со странно выглядящими схемами драйверов, использовались большие
перегородки, были заполнены различными внутренними демпфирующими материалами и
использовали различные методы усиления и демпфирования коробок. В конце концов мы
полностью переработали их и построили собственные динамики. Расс и его жена,
У Вики, опытного органиста, всегда был самый критический и надежный слух.Он
гениальный инженер-конструктор, активный участник, вдохновлявший и
бросали вызов многим из нас в наших HP и неофициальных дизайнерских проектах.
Русс ушел на пенсию спустя более 40 лет
в НИОКР для HP / Agilent и сейчас живет
с женой в глухой горной долине, в настоящей бревенчатой ​​хижине, среди
груши, сливы и ореховые деревья, ягодные кусты, курица и оленина, звуки большого ручья и
сосны и ели, поднимающиеся по склонам.Он умер мирно
в своем бревенчатом домике 6 декабря 2010 года.

4 — Коррекция задержки

Секция всепроходного фильтра первого порядка с плоской амплитудой
отклик, но сдвиг фазы, который изменяется от 0 градусов до -180 градусов, или -180
градусов до -360 градусов, часто используется для коррекции разницы фазовых характеристик
между водителями. Несколько секций могут задерживать выход твитера и компенсировать
для драйвера, установленного впереди СЧ.Схемы активного кроссовера
которые не включают схему фазовой коррекции, применимы лишь в незначительной степени. (allpass.gif,
allpass2.gif, models.htm # E,
38xo_eq1.gif) Наверх

5 — Стеллаж lowpass

Схема этого типа полезна для поднятия низких
частотной характеристики для компенсации повышения высоких частот от
дифракция края передней панели. Он также может служить для выравнивания низких частот.
спад с открытой перегородки динамика.(shlv-lpf.gif,
38xo_eq1.gif) Наверх

Показана пассивная RC-версия полочного фильтра нижних частот.
ниже.

6 —
Стеллаж высокий

Цепь, используемая для усиления высоких частот или сглаживания
переход между установленным на полу низкочастотным динамиком и отдельно стоящим среднечастотным динамиком. (shlv-hpf.gif,
38xo_eq1.gif, models.htm # F) Вверху

Показана пассивная RC-версия полочного фильтра верхних частот.
ниже.

7 — Режекторный фильтр

Notch-фильтры используются для создания провалов в частоте.
отклик для устранения резонансов водителя или помещения. Три схемы выше
такой же ответ. А) сложно реализовать из-за большого
индуктор. B) используется для удаления пика дипольного отклика 6 дБ / окт. C)
дает удобные значения компонентов для комнатного эквалайзера ниже 100 Гц. (комната
EQ, индуктр1.гифка
индуктр2.gif, 38xo_eq1.gif
)
Топ

Дипольный эквалайзер 8-6 дБ / окт.

Выравнивание спада дипольной АЧХ
обычно требует не только усиления на 6 дБ / октаву в сторону низких частот, но и
удаление пика в ответе. (Модели A2)
Три схемы различаются по своей способности
снимите такой козырёк.

A) Полочный фильтр нижних частот не может корректировать пики.
Б) Схема на основе мостовой Т-схемы ограничена по форме
кривых, которые могут быть реализованы. Он также имеет более высокое усиление для шума операционного усилителя.
чем сигнал на высоких частотах.
C) Полочный фильтр нижних частот с добавленным режекторным фильтром является наиболее гибкой схемой. (models.htm # D)
Топ

9 — 12 дБ / окт. Эквализация верхних частот
(«Преобразование Линквица», Biquad)

Большинство драйверов демонстрируют фильтр верхних частот второго порядка.
поведение, потому что они состоят из механических систем демпфирования податливости массы.Они описываются парой нулей в начале s-плоскости и парой
комплексные полюса с положением, определяемым Fs и Qt. Схема выше позволяет
поместите пару комплексных нулей (Fz, Qz) поверх пары полюсов, чтобы точно компенсировать
их эффект. Затем можно разместить новую пару полюсов (Fp, Qp) на более низком или более высоком уровне.
частота, чтобы получить другую, более желаемую частотную характеристику.
Это позволяет расширить отклик низкочастотного динамика с закрытым корпусом на более низкие частоты,
в приведенном выше примере схемы от 55 Гц до 19 Гц, при условии, что драйвер имеет соответствующий
возможность перемещения объема и управление мощностью.Частотная характеристика эквалайзера показана ниже с поправкой на низкочастотный динамик с
пиковый отклик (Qp = 1,21) и ранний спад (Fp = 55 Гц), чтобы получить
отклик на 6 дБ ниже при 19 Гц и Q = 0,5.

Отображаются соответствующие ответы фазы и групповой задержки.
ниже.

Увеличена не только частотная характеристика, но и время
отклик также улучшается, о чем свидетельствует уменьшение перерегулирования и звона
нижняя отсечка ступенчатой ​​характеристики фильтра верхних частот.

Это видно из описания S-плоскости
передаточные функции, которые отменяются сложными полюсами водителя в коробке
набором комплексных нулей в эквалайзере. Указанные реальные полюсы оси
эквалайзер вместе с нулями драйвера в начале координат s-плоскости определяют
общий отклик громкоговорителя по частоте и времени.

Действие эквалайзера трудно визуализировать во времени.
домен, потому что форма выходного сигнала драйвера является сверткой входного
сигнал s (t) с импульсной характеристикой эквалайзера h 1 (t), который
в свою очередь должен быть свернут с импульсной характеристикой h 2 (t) драйвера.Свертка — это процесс, при котором текущее значение временной характеристики
определяется взвешенным по времени интегралом по прошлому поведению. Ниже приведены ответы
комбинации драйвера, эквалайзера и драйвера-эквалайзера, если входной сигнал s (t)
это импульс.

Более показательны ответы на 4-тактный,
прямоугольная огибающая 70 Гц тонального сигнала s (t). Например, вывод драйвера
свертка пакета s (t) с импульсной характеристикой драйвера h 2 (t).Обратите внимание, что фаза драйвера опережает входной сигнал, как и следовало ожидать.
для высокочастотного отклика. При отключении входной пачки на 57,14 мс реакция драйвера
кольца к нулю, регулируемые Fp = 55 Гц и Qp = 1,21.

Отклик выхода эквалайзера отстает от его импульсного входного сигнала. Этот
сигнал заставит водителя откорректировать отклик, чтобы он больше не
преобладает Fp
= 55 Гц и Qp = 1,21. Выходной сигнал эквалайзера свернут с
импульсная характеристика h 2 (t) драйвера для получения желаемого уравновешенного
вывод драйвера.Теперь затухание выходного сигнала драйвера следует за характеристикой фильтра верхних частот 2-го порядка, определяемой Qp = 0,5 и Fp = 19.
Гц эквалайзера, после прекращения возбуждения.
Конечно, ни один драйвер не механический.
такие параметры, как масса, податливость и демпфирование, были изменены в процессе
эквализация, был изменен только входной сигнал на драйвер.

Указанная выше схема также может
использоваться для коррекции спада низких частот твитера, чтобы эквализованный
твитер становится
секция фильтра в точном акустическом фильтре верхних частот LR4.(f0Q0fpQp.gif,
pz-eql.xls, f0Q0.gif,
FAQ15, sb80-3wy.htm, sb186-48.gif
, sb186-50.gif)

КЛЛ
Конструктор преобразований Линквица с анализом чувствительности Монте-Карло »автор:
Чарли Лауб упрощает выбор значений компонентов и демонстрирует влияние
допуски компонентов на частотную характеристику. Имейте в виду, что LT — это
на основе измерения параметров драйвера Fs и Qt. Только слабый сигнал
параметры легко определить. Fs и Qt изменяются с увеличением уровня сигнала и
в разной степени для разных драйверов.Это делает выравнивание неточным,
но на практике он остается эффективным.
Топ

10 — Регулируемое усиление и фиксированное затухание

Основным преимуществом активных кроссоверов линейного уровня является
эффективность, с которой драйверы различной чувствительности могут быть объединены в
акустическая система. В трех схемах используются потенциометры с линейным конусом, но
изменение усиления примерно линейно в дБ.Схемы B и C предполагают 10k
Ом нагрузки, такой как входное сопротивление усилителя мощности. Цепь A
оптимален между ступенями фильтра из-за низкого выходного сопротивления. Размещение
каскада с регулируемым усилением в цепи фильтра должны быть тщательно продуманы,
потому что это влияет на шумовые характеристики и обработку сигналов. (gain-adj.gif,
attnrout.gif, 38xo_eq1.gif)
Топ

Иногда требуется фиксированное затухание A дБ или A
для входного напряжения V2 каскада с входным сопротивлением R3 при возбуждении
от операционного усилителя с выходным напряжением V1.В примере ниже 3
Требуется затухание дБ (a = 1,41). Нагрузка Rin, которую видит операционный усилитель
должно быть около 2000 Ом. Следующий каскад усилителя имеет входное сопротивление
10кОм.

Для разработки аттенюатора с заданной мощностью.
импеданс Rout см .: attnrout.gif

11 — Линейный драйвер

Выходной каскад фильтра должен быть способен управлять
кабели, которые обычно имеют емкость порядка 150 пФ на метр
длины, не заходя в колебания.Резистор 196 Ом поддерживает резистивную
компонент нагрузки и привязка выхода к отрицательному входу для внеполосных частот
(> 100 кГц) снижает усиление контура. Все вышеперечисленные схемы могут управлять кабелями.
если операционные усилители, такие как OPA2134
или OPA2604. В большинстве случаев нет необходимости в отдельной строке
Водитель.

Работоспособность активных цепей всегда следует проверять на межкаскадный
клиппирования, а также для генерации с помощью широкополосного (> 10 МГц) осциллографа.Топ

12 — Блок питания

Рекомендую оставить усилие
создание регулируемого источника питания для одного из многих поставщиков, предлагающих розетки и
настольные модели. Выходные характеристики от +/- 12 В до +/- 15 В постоянного тока при> 250 мА
и при <1% пульсации и шума будет достаточно. Часто такие принадлежности могут быть можно найти в магазинах электронных излишков. Топ

13 — Печатная плата
платы WM1 и MT1

Для упрощения построения активной линии уровня
эквалайзеры и кроссоверы Предлагаю три печатные платы, ORION / ASP,
WM1 и MT1.В
дорожки схемы расположены так, чтобы можно было использовать различные конструкции фильтров. Это до
пользователю, чтобы определить фактическую конфигурацию схемы и значения компонентов.
Затем необходимые компоненты и перемычки загружаются в соответствующие
места на плате, чтобы получить желаемый отклик фильтра. я буду
предоставьте конкретную информацию для сборки кроссовера / эквалайзера PHOENIX на
плата ORION / ASP и преобразование Linkwitz на плате WM1.

WM1 предназначен для реализации функциональности
схемы 1, 5, 6, 7, 8, 9 или 10 и различные их комбинации.Схема
Плата обеспечивает две из указанных ниже топологий для двух каналов эквализации или
для
более сложная коррекция отклика одного канала.

Плата WM1 может использоваться для:

  • Выравнивание существующего динамика с пассивным
    кроссоверы, ступенчатая коррекция перегородки и расширение НЧ
    отклик.
  • Коррекция полярности и нуля низкочастотного динамика в закрытом корпусе и LR2
    кроссоверный фильтр нижних частот.Переменный коэффициент усиления.
  • Коррекция полюса-нуля СЧ и кроссовера LR2
    фильтр верхних частот.
  • Дипольный НЧ-динамик с выемкой и переменным
    прирост. LR2 кроссовер lowpass.
  • Дипольный низкочастотный динамик для низкочастотных динамиков.
  • Низкая частота, отдельный канал и общий отклик
    эквализация многополосных динамиков, если элементы этой топологии
    позволяют получить нужный вам ответ.
  • Уравнивание надстройки
    вуфер, FAQ10, FAQ15

MT1 предназначен для реализации
функциональность цепей 1, 2, 3, 4, 5, 10 или 11 и различные комбинации
эти. На печатной плате представлены две топологии, представленные ниже.

На плате МТ1 можно построить:

  • 2-полосный динамик с кроссоверами порядка 1, 2, 3 или 4.
    Канал твитера имеет схему переменного усиления и задержки для выравнивания
    акустический центр твитера с вуфером.Этап входного буфера может
    предоставить 4p до 2p
    Коррекция полярного отклика (шаг перегородки).
  • Высокочастотный и среднечастотный каналы 3-полосной системы.
    Среднечастотный фильтр верхних частот низкочастотного динамика и среднечастотного кроссовера должен быть
    предоставляется платой WM1.
  • Твитер и верхние средние или верхние средние частоты и
    нижние среднечастотные каналы 4-полосной системы.
  • Большое разнообразие активных многоканальных линейных уровней
    фильтры в сочетании с платой WM1.
  • Кроссовер для надстройки
    вуфер, FAQ10, FAQ15

Печатные платы — практические инструменты для экспериментов.
и узнать об активной электронике. Вы обнаружите, что активный громкоговоритель
системы дают вам свободу подбирать драйверы самых разных
чувствительности, легче проектировать и может обеспечить большую точность звука
воспроизведения, чем это возможно с пассивными кроссоверами высокого уровня и
фильтры.

См. Страницу с печатной платой.
Информация для заказа.Топ

.

14 — Литература

Можно получить много полезной информации
из указаний по применению различных производителей операционных усилителей. Если вам нужен
переподготовьте или ознакомьтесь с схемами, затем прочтите:

[1] Мартин Хартли Джонс, A
практическое введение в электронные схемы
, Cambridge University Press,
1995. Это хорошо иллюстрированный, легко читаемый, но технически прочный текст. Это
охватывает широкий спектр устройств — от ламп до микросхем — и многие базовые схемы
функции.

Следующие книги охватывают ряд концепций
и углубиться в конкретные актуальные темы, чтобы лучше понять
электронные схемы и электроакустические модели.

[2] Герман Блинчиков и Анатолий Зверев,
Фильтрация во временной и частотной областях
, John Wiley, 1976. Широкий и
фундаментальный взгляд на фильтры.
[3] Артур Б. Уильямс и Фред Дж. Тейлор, Проект электронного фильтра
Справочник
, McGraw-Hill, 1995.Формулы проектирования и анализа для всех типов
фильтры.
[4] Джаспер Дж. Годблод, Электромагнитная совместимость, , Prentice
Холл, 1990 год. Основные концепции и методы работы с радиочастотой
вмешательство.
[5] Генри В. Отт, Методы снижения шума в электронных системах, , Джон
Wiley, 1976. Практические шаги по борьбе с RFI.
[6] Манфред Цолльнер и Эберхард Цвиккер, Elektroakustik , Springer,
1998 г.Самая полная и надежная инженерия
уровень представления электроакустических преобразователей и связанных предметов.
В
Немецкий, насколько мне известно, сопоставимого текста на английском языке нет.
[7] Уолтер Дж. Юнг, редактор, Op Amp Applications , Analog
Devices, 2002. Все, что вы когда-либо хотели знать об использовании операционных
усилители, и не только на звуковых частотах.
Верх

————————————————- ——————

| Построй свой собственный
| Главная панель | Дипольный НЧ-динамик | Кроссовер / эквалайзер
| Принадлежности |
| Системный тест | Дизайнерские модели | Прототипы
| Активные фильтры | Окружать
| FAQ |

Коррекция фазы — миф или магия

Коррекция фазы — миф или магия

Продукты Elliott Sound Фазовая коррекция — миф или магия

Авторские права © 2004 — Род Эллиотт (ESP)
Страница Обновлено 27 мая 2007 г.


Указатель статей

Основной указатель


Содержание


1.0 — Введение

Фазовая коррекция — миф или магия? Это действительно работает? Хотя это рекомендуется во многих конструкциях (особенно для сабвуферов), вы не можете исправить временную задержку с помощью схемы с фазовым сдвигом, но вы можете улучшить производительность, хотя некоторые сказали бы, что незначительно. В некоторых случаях может быть полезен всепроходный фильтр (он же сеть с фазовым сдвигом), но это, конечно, не панацея, которую некоторые утверждали бы.

Лучшее, на что можно надеяться (и это во многом зависит от временной задержки, которую вы пытаетесь исправить), — это преобразовать глубокий провал в ответ в гораздо более мелкую пульсацию на частоте кроссовера или около нее, но вполне возможно, что Конечный результат не будет звучать так хорошо, как если бы провал просто оставили в покое.

Этой теме уделялось мало внимания на большинстве сайтов, посвященных созданию докладчиков, на страницах форумов и в опубликованных книгах по этой теме, но она, очевидно, важна, поскольку может усугубить ситуацию, чем она была до того, как вы начали. Обсуждение «выравнивания времени ™» уже проводилось на страницах Audio Pages — см. Раздел «Фаза, время и искажения в громкоговорителях» для полного обсуждения.

К сожалению, в аналоговой области трудно добиться истинной задержки по времени — это возможно, но требует размещения большого количества компонентов на пути прохождения сигнала.Поскольку высокочастотный динамик является драйвером, который, скорее всего, нуждается в задержке, это означает потенциальное ухудшение высоких частот, что обычно хорошо слышно.

Однако (и невзирая на вышесказанное) достижение «согласования по времени» любыми доступными средствами может стоить затраченных усилий. Перед тем как начать, вы должны быть в состоянии провести точные измерения, чтобы можно было отобразить последствия любых изменений. Идеальным вариантом является истинная задержка по времени, а это означает использование DSP. Нет общедоступных ИС с временной задержкой, которые имели бы необходимую точность для использования Hi-Fi, а такие, как Project 26A, еще более ограничены, потому что очень короткие задержки невозможны.Большинству систем потребуется задержка не более 100 мкс, а часто и меньше.


2.0 — Задержка по времени

Временная задержка вводится всякий раз, когда акустические центры любых двух громкоговорителей отличаются от точки зрения слушателя. Обычно это не проблема в трехполосной системе между низкочастотным динамиком (или сабвуфером) и средним или средним басом, но между средним / средним басом и высокочастотным динамиком обычно существует значительная область для рассогласования во временной области.

Для этого упражнения я использовал частоту кроссовера 3.0 кГц, а смещение между акустическими центрами драйверов составляет 100 мкс (или 35 мм, достаточно близко). Полезно установить взаимосвязь между расстоянием и временем, и это может быть определено с помощью …

λ = c / f Где λ — длина волны, c — скорость, а f — частота
t = 1 / f Где t = время (период)

Итак, для любой заданной частоты мы можем определить длину волны и период (время одного полного цикла).Например, при выбранной частоте кроссовера 3,0 кГц длина волны составляет …

λ = 343/3000 = 114 мм
t = 1/3000 = 333 мкс

Полезно понимать, что существует простая взаимосвязь между временной задержкой и эффективным «фазовым» сдвигом в терминах длин волн и скорости звука в воздухе (343 м / с на уровне моря, примерно 20 ° C и относительная влажность 50%). .

Например, если задержка составляла 166 мкс, значение 3.Сигнал 0 кГц задерживается ровно на 1/2 длины волны или на эквивалентное расстояние 57 мм. Это также можно определить, зная, что скорость звука составляет 0,343 мм / мкс, что значительно упрощает вычисления.


2.1 — Фазовый сдвиг Vs. Задержка по времени

Хотя можно создать схему с фазовым сдвигом, которая имеет постоянный фазовый сдвиг в широком диапазоне частот, это не то же самое, что временная задержка. Можно считать очевидным, что если два сигнала задерживаются во времени на точно такую ​​же величину, конечный результат будет идентичен отсутствию временной задержки вообще.Аналогичным образом, если на два сигнала действуют идентичные схемы фазового сдвига, конечный результат снова будет таким же (хотя теперь в сигнале есть фазовый сдвиг, который может быть или не быть слышимым, в зависимости от многих различных обстоятельств).

Наличие временной задержки (в случае громкоговорителей, вызванных физическим смещением акустических центров) и попытки исправить это с помощью фазового сдвига могут просто не сработать, как можно было бы надеяться. Это должно быть очевидно, но это по-прежнему полезный способ перенастроить драйверы.Это можно показать в простейшем случае с временной задержкой, которая составляет ровно 1/2 длины волны. Для точки кроссовера 3 кГц это соответствует длине волны ÷ 2 или 57,5 ​​мм (что также можно описать как временную задержку 166 мкс). Графики, показанные ниже, построены с использованием кроссовера Linkwitz-Riley 24 дБ / октава — эффекты с более низкими порядками намного хуже, чем показано здесь.

Рисунок 2.1 — Частотная характеристика с акустическим смещением центра 57 мм

Красный график показывает отклик динамика без реверсирования фазы, и очень очевидно, что существует значительный провал отклика на частоте кроссовера.Это было сделано с использованием электрического суммирования, которое намного серьезнее, чем акустическое суммирование, однако «отсасывание» действительно было бы очень слышно.

Зеленый график — это отклик с перевернутой фазой твитера, и он выглядит лучше, чем есть на самом деле, из-за масштаба графика. Однако пульсация отклика все еще находится в (едва) приемлемых пределах, на уровне -1,7 дБ на частоте 4,9 кГц. Опять же, это с электрическим суммированием — акустический отклик будет несколько лучше, чем показано.

Далее мы видим ответ той же системы, но с задержкой 100 мкс.Если твитер подключен не в фазе, то провал отклика составляет 2,8 дБ, а при синфазном подключении — 5,8 дБ — противофазное соединение лучше, но ни то, ни другое неприемлемо.

Рисунок 2.2 — Частотная характеристика с акустическим смещением центра 35 мм

Как вы можете видеть, оба графика показывают отчетливое падение отклика (красный график — соединение в противофазе). Акустическое суммирование даст результат, который немного лучше, чем то, что вы видите здесь, но он все равно будет слышен. Оптимальным решением является цифровая задержка, которая удерживает сигнал твитера на 100 мкс, но это дорогой вариант.На следующей диаграмме (рис. 2.3) показан отклик с использованием одного всепроходного фильтра (схема с фазовым сдвигом), который был оптимизирован для получения наилучшего возможного отклика от комбинации драйверов и временной задержки.

Рисунок 2.3 — Частотная характеристика с фазовой компенсацией

Максимальное отклонение версии с фазовой коррекцией (показано зеленым) теперь составляет 0,51 дБ на частоте 6 кГц. На самом деле это можно немного улучшить, но на практике это требует точного измерительного оборудования.Попытка выполнить такую ​​регулировку без измерений просто приведет к путанице и большим затруднениям, поскольку у вас нет плоского эталона для сравнения. Настройка, которая звучит лучше всего (для вас), может быть результатом личных предпочтений или привыкания к звуку, и очень возможно, что она будет неправильной.

В дополнение к настройке фазы важно, чтобы была доступна инверсия полярности. Хотя в приведенном выше примере для достижения наилучших результатов используется нормальная полярность, это не всегда так.Если полярность неправильная, никакая регулировка фазы никогда не улучшит ситуацию, но легко может сделать ее намного хуже. Например, отклик, показанный на рисунке 2.3, полностью изменяется (и очень к худшему), если фаза инвертирована.


2.2 — Сети с фазовым сдвигом

Стандартный и традиционный всепроходный фильтр (схема с фазовым сдвигом) показан на рисунке 2.4 — обратите внимание, что есть два варианта, и их поведение полностью отличается при выравнивании фазы громкоговорителя.2.4.a показывает неинвертирующую конфигурацию, а 2.4.b — инвертирующую. Это что-то вроде неправильного названия, поскольку обе схемы будут иметь выход, фаза которого зависит от частоты, но версия 2.4.a оставляет низкие частоты в покое и инвертирует высокие частоты, а 2.4.b инвертирует низкие частоты. На средней частоте сети фаза повернута на 90 °, но обратите внимание, что это не обязательно совпадает с частотой кроссовера.

Рисунок 2.4 — Сети с инвертирующим и неинвертирующим фазовым сдвигом

Сами цепи практически идентичны, за исключением изменения положения резистора и конденсатора (R1 и C1).Это фактически изменяет частоту, на которой нет никакого фазового сдвига — в этом случае мы бы произвольно выбрать вокруг 10Hz, как частота «эталонной». На такой низкой частоте конденсатор практически не влияет ни на одну из сетей, и схемы можно рассматривать как (почти) обычные инвертирующие и неинвертирующие схемы операционных усилителей.

Рисунок 2.5 — Отклик при инвертировании и неинвертировании фазового сдвига

Показанные сети точно такие же, как те, которые использовались для выравнивания, показанного выше.Центральная частота для оптимального выравнивания составляет не 3 кГц, как можно было бы ожидать, но для показанного примера составляет 1856 Гц. Сдвиг фазы на частоте 3 кГц составляет 116 ° или 64 °, в зависимости от выбранной полярности фазы. 116 ° — это фазовый сдвиг, который дал лучший результат.


2.3 — Проверка результатов

Если все работает как задумано, мы должны получить хорошую корреляцию между примененным фазовым сдвигом, временной задержкой и длиной волны. Поскольку мы знаем, что использованная временная задержка составляла 100 мкс, а частота — 3.0 кГц, мы можем вычислить эффективную длину волны, которая соответствует фазовому сдвигу …

Длина волны 115 мм
Время задержки 100 мкс
Смещение расстояния 35 мм
Фазовый сдвиг 116 °
Эффективная компенсация расстояния (115 мм / 360 °) × 116 ° = 37 мм

Что ж, похоже, это действительно очень близко.Поскольку использовалась схема с неинвертирующим фазовым сдвигом, она имеет сдвиг 116 ° на частоте 3 кГц (после тщательной настройки), отсюда и расчет выше для «эффективной компенсации расстояния». Теперь, глядя на графики, очевидно, что они не идеальны, но конечный результат намного лучше, чем можно было ожидать без какой-либо компенсации.

Sidenote
Существует относительно простой способ ввести временную задержку на любой частоте. Коаксиальный кабель имеет коэффициент скорости около 0.7 (типовой) — это означает, что
сигнал распространяется со скоростью 0,7 скорости в вакууме. К сожалению, 100 мкс — это довольно много времени, поэтому, учитывая, что нормальная скорость сигнала составляет 3 × 10 8 м / с,
для коэффициента скорости 0,7 (например) нам потребуется 3 & times 10 8 × 0,7 = 210 км (километров!) для задержки в одну секунду.

Следовательно, 210 метров дадут задержку в 1 мкс, поэтому вам потребуется 21 км коаксиального кабеля, чтобы получить требуемую задержку в 100 мкс. Во что бы это ни стоило, можно было купить
любое количество цифровых задержек.Если вам интересно, идея не совсем глупа. Производители высококачественных осциллографов использовали коаксиальную линию задержки для задержки
сигнал в течение нескольких наносекунд, которые потребуются для срабатывания схем триггера, чтобы можно было исследовать передний (или задний) фронт импульсных сигналов без
«глюк» в начале следа. Обычно для этого требуется всего несколько метров кабеля (максимум 10 метров).

Чтобы никто не подумал, что знание такой технологии ограничено старыми жукерами вроде меня, поиск в Интернете покажет, что существует еще очень много производителей коаксиальных задержек.
линий, и они далеки от мертвых.Они просто бесполезны для этого приложения.

В примечании выше также показано, насколько глупо предполагать, что провода громкоговорителей должны быть одинаковой длины, чтобы звуковая сцена не сместилась в ту или иную сторону. Не стесняйтесь делать провода громкоговорителей необходимой длины, и не отвлекайтесь на чепуху, которую вы увидите из «безумной кабельной бригады». Не имеет отношения к теме, но все равно стоит вспомнить.


3.0 — Заключение

Итак, будет справедливо сказать, что фазовая коррекция / «выравнивание по времени» — это не миф и не магия, а просто основа физики.Жизненно важно, чтобы результаты «до» и «после» измерялись с использованием одной и той же настройки для каждого набора измерений. Также важно убедиться, что на ваши измерения не влияют артефакты измерения — отражения от близлежащих поверхностей, аномалии микрофонов, посторонние шумы и т. Д.

В то время как это обсуждение касалось только кроссоверов Linkwitz-Riley 24 дБ / октава, многие рекомендуют эти принципы применять и к другим порядкам. Кроссоверы первого порядка (6 дБ / октава), вероятно, принесут наименьшую пользу, потому что временная задержка, создаваемая фазовым сдвигом, слишком мала и совершенно неспособна создать смещение, достаточно широкое, чтобы быть полезным.Это проиллюстрировано ниже, где использовалась такая же временная задержка (100 мкс), а модификация схемы с фазовым сдвигом позволила получить только показанный отклик.

Рисунок 3.1 — Применение фазовой коррекции к кроссоверу заказа 1 st

Обратите внимание, что нескорректированный отклик намного хуже откорректированного отклика, но даже там пульсация превышает 7 дБ в пиковом изменении. Лучшее, что можно сказать об ответе, — это то, что он ужасен как до, так и после «исправления».Есть термины, которые описывают это гораздо точнее, но здесь они использоваться не будут.

Совершенно очевидно, что, поскольку диапазон, в котором можно использовать всепроходный фильтр, довольно узок, он становится более эффективным по мере использования фильтров более высокого порядка. Хотя было показано, что эффекты достаточно хороши с кроссоверами 24 дБ / октава и бесполезны с кроссоверами 6 дБ / октаву, из этого следует, что кроссоверы 12 дБ и 18 дБ будут находиться посередине, при этом типы с 12 дБ значительно хуже, чем сети с 18 дБ.

Стоит отметить, что изменение фазы всепроходного фильтра очень мало. Первый основной пик преобразуется в провал, но общая пульсация остается прежней на уровне 7 дБ. Как всегда, эти тесты проводились с суммированием электрических сигналов, поэтому акустические эффекты не будут такими серьезными … но! Они все еще будут там и будут слышны.

На следующей диаграмме показан отклик скорректированного и нескорректированного фильтра 12 дБ / октава. Этот фильтр имеет ту же частоту, что и раньше (3 кГц), имеет такую ​​же задержку 100 мкс и является фильтром типа Линквица-Райли.Инверсия фазы обязательна для фильтров 2-го порядка, и без нее нет смысла показывать результат. (Подсказка — провал на 10 дБ на частоте 3 кГц — не самое приятное зрелище.)

Рисунок 3.2 — Применение фазовой коррекции к кроссоверу заказа 2 и

Результат не совсем ужасный, но он определенно «неоптимальный» (более добрый и мягкий способ выразить то, что я действительно думаю). Опять же, электрическое суммирование — наихудший случай, и акустический отклик будет не таким плохим.В этом случае схема с фазовым сдвигом, вероятно, спасет непригодную для использования конструкцию.

Итак, является ли универсальный фильтр панацеей от проблем с несовпадением? Совершенно очевидно, что нет, поскольку даже при 24 дБ / октава пульсация хорошо видна, и ее также будет хорошо слышать любой, кто знает, что слушать. Тем не менее, это все же намного лучше (по крайней мере, в области амплитуды), чем вообще ничего. Ступенчатые перегородки, используемые для временного выравнивания драйверов, могут выглядеть довольно высокотехнологично, но ступенька создает то, что я называю « дифракционным двигателем » — набор внутренних и внешних углов, которые будут создавать интерференционные картины и аномалии отклика, которые трудно предсказать. , но, конечно, не улучшит ситуацию.

Что насчет наклонных перегородок? Хотя нет никаких нежелательных эффектов дифракции (кроме тех, которые встречаются в любой относительно традиционной конструкции корпуса), каждый вынужден постоянно слушать оба драйвера вне оси. Хотя отклонения могут быть небольшими по сравнению с откликом на оси, они, тем не менее, слышны, особенно когда средние басы работают на границах своего частотного диапазона. Для тех, кто утверждает, что все перегородки с более чем одним драйвером должны (должны) иметь наклон, чтобы получить синхронизацию по времени, рассмотрите разницу в длине пути от верха и низа средних басов до слушателя, а затем сравните это с длинами волн.Действуют точно такие же эффекты, как и с отдельными драйверами, и это основная причина того, что внеосевые характеристики драйверов большого диаметра настолько плохи.

Один потенциально очень важный параметр — групповая задержка. Нескорректированный фильтр 6 дБ показывает групповую задержку, которая достигает пика на 0,8 мс (800 мкс), поэтому в одном отношении мы можем быть благодарны за то, что на этой частоте будет глубокая отметка, поэтому (очень) задержанный сигнал не будет слышен. . Понятие групповой задержки лучше всего объясняется довольно распространенным описанием в сети.Если бы высокие частоты воспроизводились через 5 минут (или даже 5 секунд) после низких и средних частот, это было бы замечено даже самым некритичным слушателем.

К счастью, это не характерно даже для самых дешевых акустических систем, но это иллюстрирует суть. В действительности групповая задержка (задержка, вносимая на любую частоту относительно любой другой частоты) обычно очень мала, но все же может быть слышна, а слышимость зависит от частоты. В случае кроссовера среднечастотного баса на высокочастотный динамик задержка в 100 мкс была бы довольно типичной и составляет менее 1 цикла сигнала на типичных частотах кроссовера («периодическое время» в 100 мкс представляет частоту 10 кГц).Хотя эта задержка сама по себе не слышна, эффекты отмены фазы действительно очень слышны.

Это не будет здесь подробно рассматриваться не только потому, что это запутает проблему и сделает описанные процессы более сложными, но также потому, что у меня недостаточно данных о слышимости групповой задержки, чтобы сделать осознанный комментарий.

Для тех, кто хотел бы получить небольшую предысторию групповой задержки, см. Обсуждение на TrueAudio.


4.0 — Постскриптум

Приведенный выше материал предназначен для содействия пониманию концепций, а не для полного описания того, как следует применять схему фазового сдвига к системе. В целом (и как объяснил Зигфрид Линквиц) в идеале схемы с фазовым сдвигом должны иметь частоту на 90 ° выше частоты кроссовера. Поскольку в этом случае задержка будет меньше, вам потребуется использовать две или даже три сети, чтобы получить необходимую фазовую коррекцию.

Сделав частоту выше, чем кроссовер, можно получить гораздо лучший результат с уменьшением пульсации до 0.Однако 1 дБ или около того, поскольку для этого требуется две схемы с фазовым сдвигом вместо одной, некоторым конструкторам может не понравиться идея добавления еще более активных схем к высокочастотной части системы.

Рисунок 4.1 — Практический кроссовер на 24 дБ, с фазовой коррекцией для смещения драйвера 100 мкс

На рисунке показан кроссовер 3 кГц и 24 дБ с двухступенчатой ​​схемой фазовой коррекции. Эта сеть рассчитана на смещение драйвера 100 мкс, а суммарный отклик находится в пределах 0,2 дБ от идеально ровного.Поскольку частота сдвига фазы на 90 ° выше частоты кроссовера, необходимы две ступени для получения достаточной задержки. Использование схемы задержки с частотой ниже кроссовера позволяет использовать один каскад, но результаты не так хороши.

Естественно, если ваше смещение отличается из-за используемых драйверов, схема фазового сдвига должна быть изменена в соответствии с требованиями. В конечном счете, характеристика (фаза и частота) типичных драйверов обычно не идеальна, поэтому неразумно ожидать, что все, что вы сделаете, сделает систему идеальной.Все, на что можно надеяться, — это получить как можно лучше и очень тщательно выбирать драйверы, чтобы получить максимально плавный отклик.

Но факт из жизни … самые плавные драйверы в мире не гарантируют, что звук будет «хорошим». Есть много других факторов, которые могут быть гораздо более важными, чем идеально ровная частотная характеристика, поэтому никогда не ожидайте, что применение схемы (сетей) с фазовым сдвигом улучшит звучание вашей системы. Иногда более музыкальный результат достигается без каких-либо дополнительных действий.Возможно, он не совсем точен, но если он хорошо звучит с широким диапазоном музыки, вам, возможно, никогда не придется идти дальше.

Те же методы могут быть применены и к перекрестным сетям более низкого порядка, но сети низкого порядка становится гораздо труднее согласовать. Поскольку два драйвера работают в более широком частотном диапазоне в области кроссовера, задержка должна быть более плоской и в гораздо более широком диапазоне — это становится очень сложно (и требует гораздо большего количества компонентов). Показанная выше сеть совершенно не подходит, например, для сети 12 дБ, что приводит к провалу на 2 дБ на частоте 11 кГц.Имейте в виду, что без сети есть провал на 17 дБ на частоте 4,7 кГц, и я знаю, что звучит более неприятно.

Для тех, кто хочет рассчитать задержку, формула …

Задержка при f xo = t g
t g = 2 × R × C / [1 + (f xo / f o ) ²]
(где f xo = частота кроссовера, t g = групповая задержка и f o = 1/2 × π × R × C (в цепи с фазовым сдвигом))

В приведенном выше примере вы обнаружите, что групповая задержка не составляет 100 мкс, как можно было бы ожидать.На частоте кроссовера задержка составляет около 86 мкс, но в сочетании с кроссовером это дает наилучшие суммарные характеристики. Если вы решите использовать схему фазового сдвига для корректировки определенной временной задержки, вам, вероятно, придется сделать ее переменной, используя потенциометры вместо R9 и R12. Прямой расчет вряд ли даст вам желаемый результат, поэтому измерение (или моделирование) необходимо, если вы хотите получить наилучший возможный результат.

Рисунок 4.2 — Эффект от использования задержки 86 мкс (зеленый) в зависимости от100 мкс (красный)

Из приведенного выше графика реакции очевидно, что производительность намного лучше при более короткой задержке, хотя это может быть теоретически неверным. Ошибка небольшая — менее 0,5 дБ она намного меньше, чем можно было бы ожидать от аномалий драйвера, — но более короткая задержка все же предпочтительнее. Должно быть математическое объяснение отклонения от ожидаемой групповой задержки, но я не буду его искать.



Основной индекс

Указатель статей

Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2004. Воспроизведение или переиздание любыми способами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещено. в соответствии с международными законами об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только в личных целях, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.

Страница создана и авторские права © Род Эллиотт, 2 марта 2004 г. / Обновлено 27 мая 2007 г. — добавлен постскриптум. / 7 июня 2007 г. — добавлен рисунок 4.2 и пояснения.

Дисперсия задержки частоты | audioXpress

Фазовая нелинейность большинства кроссоверов второго и более высокого порядка проиллюстрирована переходной характеристикой каскадных многопроходных сетей. Обсуждаются вопросы слышимости. Порог слышимости зависит от многих факторов; отчеты варьируются от примерно 100 мкСм до 2 мсек.Впрочем, достаточное количество звука, безусловно, слышно. Эта статья была первоначально опубликована в audioXpress, ноябрь 2007 г.

Фазовая нелинейность большинства кроссоверов второго и более высокого порядка проиллюстрирована с помощью ступенчатой ​​характеристики каскадных многопроходных сетей. Обсуждаются вопросы слышимости. В моей статье «Фазовое искажение формы волны» (Speaker Builder 1/97 — 1) я описал, как большинство кроссоверов громкоговорителей (CO) генерируют дисперсию задержки, когда низкие частоты задерживаются больше, чем более высокие частоты.Билл Васло (2) очень подробно описал теорию.

Порог слышимости зависит от многих факторов; отчеты варьируются от примерно 100 мкСм до 2 мсек. Тем не менее, достаточно слышно, что видно на примере «reductio ad absurdum», когда средний диапазон задерживается на одну минуту относительно высоких частот!

Кроссоверы
Истинный CO первого порядка (не инвертированная полярность драйвера) дает прямоугольную (ступенчатую) характеристику, ограниченную в совершенстве только драйверами.Для CO второго и более высокого порядка существует один тип, который также (в идеале) может иметь идеальную ступенчатую характеристику, как описано Джоном Кресковским в «Переходном идеальном пассивном кроссовере 2-го порядка» (aX May ‘013). Этот тип использует обширное перекрытие частот и / или пиков амплитуды. Но большинство стандартных СО высокого порядка (например, Баттерворта и Линквица-Райли) создают фазовую нелинейность всепроходного типа на порядок меньше, чем порядок СО. Например, CO третьего порядка имеет ответ на все проходы второго порядка.

В этой статье я показываю переходные характеристики различного количества каскадных (нерезонансных) многопроходных каскадов первого порядка.Они имеют плоскую амплитудную характеристику (DC-50 кГц), но нелинейную кривую зависимости фазы от частоты, которая дает изменяющуюся зависимость задержки от частоты.

Рисунок 1: Пропускной этап.

Рисунок 2: Полнопроходная фаза и групповая задержка, линейная шкала частот.

Рисунок 3: Фаза прохождения и групповая задержка, логарифмическая шкала частоты.

Многопроходная схема
На рисунке 1 показана схема операционного усилителя, десять из которых я подключил каскадом на макетной плате с помощью перемычки, выбирающей от 1 до 10 ступеней (с первого по десятый порядок отклика на все проходы).На рисунке 2 показаны фазовый сдвиг и групповая задержка одиночного каскада в линейной шкале частот. Групповая задержка является отрицательной величиной крутизны зависимости фазы от частоты и обычно (но не всегда) соответствует задержке распространения группы (полосы) частот в передаваемом сигнале.

На рисунке 3 показаны те же данные с логарифмической шкалой частот. Обратите внимание, что кривые теперь симметричны относительно fo, где фаза составляет –90 °, а групповая задержка (T) снижена до половины значения LF (To) 1 / πfo, которое T приближается для f << fo.Таким образом, низкие частоты задерживаются относительно высоких частот (которые приближаются к нулевой задержке). Исправление этого в реальном времени физически невозможно в неограниченной полосе пропускания (необходимой для идеальной переходной характеристики), без бесконечного числа ступеней коррекции или схемы с отрицательной задержкой («хрустальный шар»)! Однако это возможно в ограниченной полосе пропускания путем постепенной задержки более высоких частот, чтобы соответствовать задержке НЧ.

Это можно сделать в цифровом виде, но Дик Кроуфорд («Искупитель фазы», ​​SB 5/97) 4 сделал это с помощью оптимизированной комбинации цепей с фазовым сдвигом на всех проходах.Он использовал пять каскадных каскадов второго порядка, чтобы уменьшить дисперсию задержки CO второго порядка с 57 мкс до 18 мкс, то есть на 39 мкс. Сама схема компенсации задерживает самые высокие звуковые частоты на 50 мкс больше, чем самые низкие частоты. На фотографиях 1 и 2 статьи г-на Кроуфорда (стр. 36) показана универсальная ступенчатая характеристика первого порядка, значительно улучшенная компенсатором.

Колебания ВЧ не имеют значения, потому что они находятся в диапазоне примерно 27-40 кГц. Г-н Кроуфорд использовал резонансные всепроходные сети второго порядка.Помимо двойного отклонения фазы (от 0 ° до 360 °) по сравнению с одиночным каскадом, использование резонанса (Q больше 0,5) обостряет кривую зависимости фазы от частоты. Это позволяет задерживать более высокие частоты в большей степени, чем более низкие частоты в ограниченной полосе пропускания, что как раз то, что нужно большинству АС.

В этой статье я использовал только многопроходные сети первого порядка, которые не являются резонансными ни по отдельности, ни в каскаде. Следующие ниже описания сигналов служат для иллюстрации ступенчатых характеристик идеализированных (плоская суммарная амплитуда в зависимости от частоты) громкоговорителей CO более высокого порядка.

Рис. 4. Прямоугольные характеристики 83 Гц, многопроходные сети с центром 232 Гц. 2 мс / дел., 1 В / дел.

Рисунок 5: Прямоугольные характеристики 33 Гц, многопроходные сети с центром 233 Гц. 5 мс / дел., 1 В / дел.

Время отклика на все проходы
На рисунке 4 показан входной прямоугольный сигнал частотой 83 Гц и выходы 1, 2 и 3 каскадов многопроходных сетей (показанных на рисунке 1). Для трех этапов я использовал прямоугольную волну 83 Гц и 2 мс / дел. шкала времени, поэтому начальный всплеск откликов (противоположной полярности входного шага для нечетного порядка отклика) будет (по крайней мере, едва заметен).

На рис. 5 я уменьшил частоту возбуждения до 33,3 Гц и увеличил шкалу времени до 5 мс / дел. Это так, что даже с десятью ступенями (нижняя правая осциллограмма) отклик успеет установиться до того, как наступит переход к следующему шагу. Все проходы десятого порядка (десять каскадных схем на рис. 1) четко показывают мгновенный переходный высокочастотный отклик, за которым следуют более низкие частоты с постепенной задержкой. Важно помнить, что все амплитудно-частотные характеристики очень плоские (отсюда и название «все проходят»).При использовании четырехъядерных операционных усилителей TL074 этот отклик даже через десять ступеней составляет ± 0,09 дБ от постоянного тока –50 кГц.

Если вы перевернете Рис. 5 вверх ногами, то для полной компенсации этой дисперсии задержки вам понадобятся обращенные во времени сигналы. Даже реакция первого порядка показывает физическую невозможность коррекции в реальном времени с нулевой задержкой и неограниченной пропускной способностью: гипотетическому «компенсатору» необходимо «знать», когда должен прийти входной шаг, и предвидеть его, начиная с положительного ( растущая) экспоненциальная кривая (математически начиная с бесконечного прошлого!), а затем волшебным образом останавливается «на копейке» в точный момент входного шага.Музыка Twilight Zone, пожалуйста!

Однажды, в 1970-х, я действительно скомпенсировал все проходы, но не в реальном времени: я пропустил прямоугольную волну через все проходы первого порядка, записал их на ленту, затем воспроизвел ленту в обратном направлении, подавая время- обратный сигнал через тот же all-pass. В пределах магнитофона, о чудо, вышла разумная прямоугольная волна!

Переходный процесс начального отклика, едва видимый в ответах первого и второго порядка на рис. 5 (если смотреть справа вверх), становится невидимым на сигналах более высокого порядка.Но они есть, противоположной полярности входного шага для нечетных порядков и той же полярности для четных.

Это связано с тем, что каждая ступень имеет сдвиг на –180 ° (такой же угол, как и на + 180 °) для частотных составляющих, значительно превышающих fo 232 Гц. Одно правило, которое следует запомнить: после достижения установившегося режима отклика количество скачков направления напряжения в ответ на входной шаг на единицу больше, чем количество стадий полного прохода.

Например, в ответе первого порядка (одна стадия) выходной сигнал сначала перескакивает в направлении, противоположном входному, затем меняет направление на противоположное, экспоненциально спадая до уровня входного напряжения.Ступенчатые реакции высшего порядка напоминают неравномерно растянутую пружину. Прослушивание электронных импульсов (например, прямоугольной волны с частотой 1 Гц) через десять этапов полного прохода дает драматический эффект: резкий входной щелчок превращается в нисходящий звук типа «teeooup». Звук мгновенной атаки входа практически полностью размазан.

Рисунок 6: Прямоугольная волна, проходящая через сеть, имеет плоскую амплитудно-частотную характеристику, но постоянный фазовый сдвиг на 90 ° Групповая задержка сети равна нулю, но форма сигнала явно изменилась.Амплитуды гармоник и среднеквадратичное значение напряжения не изменяются.

Групповая задержка
Как указал Билл Васло в своей статье, групповая задержка не обязательно соответствует фактической временной задержке; постоянная групповая задержка не гарантирует передачу сигнала без искажений. Постоянная групповая задержка означает линейную зависимость фазы от частоты. Но для точного воспроизведения формы сигнала эта прямая линия фаза / частота должна проходить через 0 ° или целое кратное 180 ° при нулевой частоте (DC).

На рисунке 6 показан пример постоянного фазового сдвига на 90 ° (преобразование Гильберта), действующего на идеальную (нулевое время нарастания) прямоугольную волну.Отношение фаза / частота линейное, поэтому групповая задержка равна нулю. Но из-за постоянного смещения на 90 ° прямоугольная волна явно не сохраняется! Эта идеальная обработка с постоянной фазой под углом 90 ° физически невозможна в реальном времени: во-первых, обратите внимание, что криволинейный отклик должен опережать шаги прямоугольной волны. Во-вторых, при входных переходах выход достигает плюсовой и минусовой бесконечности! Тем не менее, амплитуды выходных гармоник идентичны амплитудам прямоугольной волны. Значение RMS также не изменилось.

Рисунок 7: Треугольная волна, проходящая через сеть, имеющая плоскую амплитудно-частотную характеристику, но постоянный фазовый сдвиг на 90 °. Амплитуды гармоник и среднеквадратичное значение напряжения не изменяются.

Рисунок 8: прямоугольный сигнал 25 Гц, десятиступенчатый всепроходной сигнал с центром на 232 Гц. 5 мс / дел., 1 В / дел. Групповая задержка НЧ = 13,7 мс.

Используя метод обратной записи на магнитную ленту, описанный ранее для схемы с фазовым сдвигом, я смог сгенерировать разумное приближение к этой форме волны. Это действительно звучало почти так же, как прямоугольная волна.На рисунке 7 показано влияние на треугольную волну. Дело в том, что постоянная групповая задержка не гарантирует точности формы сигнала. Однако для простых многопроходных сетей, используемых в этой статье (и для хорошо выровненных CO громкоговорителей), расчетная групповая задержка достаточно хорошо соответствует фактической задержке сигнала. Поскольку кроссовер порядка «n» имеет фазовую характеристику (n — 1) каскадных многопроходных каскадов, максимальная частотная дисперсия CO n-го порядка с частотой CO fo составляет Tmax = (n — 1) / πfo.

Например, CO четвертого порядка на частоте 200 Гц имеет Tmax = 4,77 мсек, а CO третьего порядка на частоте 2,5 кГц имеет Tmax = 255 мкСм. На Рисунке 8 показан десятиступенчатый отклик на прямоугольную волну 25 Гц. Первоначальные переходные процессы той же полярности, что и входные шаги, слишком быстры, чтобы их можно было увидеть при 5 мс / дел. шкала времени. Обратите внимание, что форма выходного сигнала пересекает ноль примерно через 12,6 мс после входного шага. Это близко к групповой задержке НЧ сети, равной 13,7 мс.

Рисунок 9: Треугольная волновая характеристика 25 Гц, десятиступенчатый универсальный сигнал с центром на 232 Гц.10 мс / дел., 1 В / дел. Групповая задержка НЧ = 13,7 мс.

На рис. 9 треугольная волна 25 Гц использовалась для управления десятиступенчатым многопроходным двигателем. Масштаб времени составляет 10 мс / дел. Спад (нечетных) гармоник треугольной волны составляет –12 дБ / октаву, что вдвое превышает скорость прямоугольных гармоник. Вот почему колебания переходной ВЧ-характеристики намного меньше по амплитуде, чем для прямоугольной волны.

Гармоники треугольника до девятой ниже, чем центральная частота всех проходов 232 Гц. Но даже пятая гармоника на 28 дБ ниже основной амплитуды.На частоте 125 Гц групповая задержка на все проходы упала только до 77,5% от начального (очень низкая частота) значения.

Из-за этого форма треугольника воспроизводится в разумных пределах с задержкой, близкой к значению групповой задержки НЧ сети 13,7 мс. Это демонстрирует, как большое количество каскадных многопроходных каскадов может обеспечить достаточно точную задержку формы сигнала в полезной полосе пропускания, пропорциональной количеству каскадов.

Крутые кроссоверы
В некоторых новых конструкциях громкоговорителей используются CO очень высокого порядка, например шестой и выше.Один производитель рекламировал так называемые СО с бесконечным наклоном. Если понимать буквально, то будет бесконечная задержка НЧ; то есть бас никогда бы не вышел! Я думаю, что этот динамик использовал нули передачи (режекторные фильтры) для создания очень крутых спадов в очень узкой полосе. В любом случае переходный отклик говорящего должен быть интересным!

Компенсация дисперсии задержки
Примечание. Хотя я использовал нерезонансные многопроходные характеристики для представления суммарной дисперсии откликов СО громкоговорителей, многопроходная характеристика многих СО имеет резонансные значения добротности (больше 0.5). Это типично, например, для СО Баттерворта третьего и более высокого порядка. Резонансная полнопроходная добротность (в хорошо выровненном СО) не вызывает ошибок амплитуды / частоты; он увеличивает крутизну зависимости фазы от частоты вокруг частоты CO.

Это, для достаточно высоких значений Q, может увеличить групповую задержку вокруг частоты CO до большего значения, чем задержка LF. Но независимо от значения Q все CO второго и более высокого порядка (за исключением специального класса переходных совершенных CO, упомянутого ранее) создают задержку, которая падает до нуля на частотах, намного превышающих частоту CO.Следовательно, компенсатор задержки должен задерживать более высокие частоты в большей степени, чем более низкие частоты, на всем звуковом диапазоне или, по крайней мере, на частотном диапазоне, в котором дисперсия задержки считается возможной слышимой. (Для меня этот диапазон составляет от 30 Гц до 5 кГц.)

Это может быть достигнуто путем использования каскадных резонансных многопроходных сетей с оптимизированным распределением значений fo и Q, как это сделал Дик Кроуфорд. Разработка такого компенсатора требует консультации с книгой по проектированию фильтров, которая включает эквалайзеры задержки, или же долгое время, потраченное на эксперименты методом проб и ошибок с хорошей программой моделирования.(Если вы сделаете это с реальной схемой макета, будьте готовы потратить очень много времени!)

Рисунок 10: Резонансный универсальный проход второго порядка.

Рисунок 11: Фазовая и групповая задержка, четыре каскадных резонансных многопроходных каскада 2-го порядка.

Резонансная универсальная схема второго порядка
На рисунке 10 показана схема, которую я построил на основе статьи Дика Кроуфорда (4). Я подключил четыре из них каскадом, чтобы получить резонансный универсальный звук восьмого порядка. Резонанс (Q больше 0,5) увеличивает крутизну зависимости фазы от частоты, но не дает пика амплитуды.(Это все еще всепроходный, что означает плоскую амплитуду в зависимости от частотной характеристики.)

Поскольку это второй порядок, схема на рис. 10 имеет фазовый сдвиг, который изменяется от 0 ° до –360 ° при изменении частоты от нуля (постоянный ток) до бесконечности. Конечно, -360 °, как и + 360 °, — это тот же (не) угол, что и 0 °. Но –360 ° здесь означает, что по мере увеличения частоты от нуля синусоидальная волна постепенно задерживается (сдвигается по фазе) до тех пор, пока на частотах, намного превышающих fo (где фаза составляет –180 °), волна задерживается на величину, приближающуюся к полный цикл.

На рисунке 11 показаны фазовая и групповая задержка (сплошные кривые) каскада из четырех каскадов второго порядка. При fo 577 Гц сдвиг фазы составляет –720 °; то есть синусоидальная волна 577 Гц сдвигается по фазе на два полных цикла. Групповая задержка начинается с 1,556 мс (значение To) и увеличивается до пика около 530 Гц около 6,4 мс.

Затем групповая задержка резко падает, например, до 0,332 мс на 1,5 кГц. Пунктирная кривая представляет собой групповую задержку того же восьмиступенчатого резонансного многопроходного сигнала, дополнительно каскадного с двумя ступенями (нерезонансного) многопроходного контура первого порядка, описанного ранее.Обратите внимание, как уменьшается изменение задержки от постоянного тока до 500 Гц. Резонансный однопроходный каскад восьмого порядка ни в коем случае не является оптимизированным компенсатором уменьшения задержки в зависимости от частоты двух каскадных полнопроходных каскадов первого порядка (групповая задержка одного из которых показана на рисунках 2 и 3). Между примерно 220 и 520 Гц резонансный полнопроходный сигнал восьмого порядка сверхкомпенсирует нерезонансную задержку спадающего нисходящего сигнала при полном проходе.

Однако я не пытался разработать компенсатор задержки; скорее, я просто хотел иметь возможность просматривать ступенчатые характеристики — и слушать эффекты — резонансного всепроходного сигнала высокого порядка.Но как только я это сделал, мне стало любопытно каскадировать его с существующей универсальной макетной платой первого порядка с возможностью выбора 1-10 ступеней. Несмотря на чрезмерно скомпенсированную групповую задержку (пунктирная кривая на рис. 11), использование только двух каскадов первого порядка дало наиболее симметричный прямоугольный отклик.

Рисунок 12: Настройка компенсации задержки.

Рисунок 13: Компенсация дисперсии задержки.

Эксперимент с компенсацией задержки
На рисунке 12 показана установка. Для тестового сигнала я отфильтровал входной прямоугольный сигнал 40 Гц с помощью фильтра нижних частот второго порядка с добротностью 0.61, дающий максимально ровную ступенчатую характеристику (приближение Бесселя или линейной фазы). Значение fo фильтра 371 Гц значительно ниже пиковой частоты каскадной задержки всех проходов, равной 530 Гц, чтобы свести к минимуму колебания ступенчатой ​​характеристики с более высоких частот, где групповая задержка падает.

На рисунке 13 показаны результаты. Отфильтрованная прямоугольная волна в форме B является тестовым сигналом. Форма сигнала C показывает отклик многопроходной схемы второго порядка, аналогичный динамику CO третьего порядка. Затем он подается через резонансный многопроходный контур восьмого порядка, выходным сигналом которого является форма сигнала D.Обратите внимание на то, что по сравнению с C форма в целом более «квадратная», с более крутыми сторонами и меньшим перерегулированием. Небольшие колебания ВЧ в D — это грубые, далекие от оптимизированной компенсации задержки, о которой я упоминал. Но здесь вы можете увидеть, как работает основной принцип. Обратите внимание на задержку около 4 мс.

Интересно, что выбор только двух этапов многопроходного режима первого порядка дает лучший прямоугольный отклик, хотя использование трех или четырех этапов приводит к меньшему общему изменению задержки от постоянного тока до 500 Гц. Это может быть связано с тем, что, как упоминалось ранее, групповая задержка не всегда соответствует фактической задержке сигнала.Например, полочная характеристика повышающего высокочастотного усиления первого порядка (например, вызванная потерями из-за дифракционного расширения динамика) на самом деле имеет отрицательную групповую задержку вокруг центра области восходящего наклона. Если это соответствует фактической задержке сигнала (отрицательной), ваш динамик будет воспроизводить музыку до того, как поступит входной сигнал! Подумайте только: достаточно этого, чтобы вы могли услышать завтрашний выигрышный номер лотереи уже сегодня!

Хорошо, вернемся в реальный мир. Обратите внимание, что форма сигнала D более симметрична, чем форма B.Дополнительная компенсация задержки ВЧ резонансного всестороннего резонанса восьмого порядка, по-видимому, компенсирует дисперсию задержки НЧ (re HF) фильтра нижних частот, используемого в тестовом сигнале. Форма волны F на рис. 13 является ответом на фильтрованную прямоугольную волну (E) резонансного всепроходного сигнала восьмого порядка сама по себе (без нерезонансного всепроходного сигнала второго порядка). Обратите внимание, что ступенчатое отклонение отфильтрованной более низкой частоты реагирует перед наиболее заметными колебаниями более высокой частоты. Это видно из кривой задержки нарастания на рис.11, нижняя сплошная кривая от постоянного тока до 530 Гц.

Рисунок 14: Синусоидальная ЧМ-волна импульса с коэффициентом заполнения 10%, 50 Гц, через четыре резонансных многопроходных каскада второго порядка, fo = 577 Гц, Q = 1,41. Групповая задержка НЧ = 1,565 мс, групповая задержка 577 Гц = 6,22 мс.

Рисунок 15: Различные ответы на все проходы.

На рисунке 14 показан тот же эффект с синусоидальной волной смещения рабочего цикла 50 Гц от старого функционального генератора HP8116A.

Ответ на нефильтрованную прямоугольную волну
На рис. 15 форма сигнала A представляет собой прямоугольный сигнал с частотой 40 Гц, а B — ответ от резонансного всепроходного сигнала восьмого порядка.C — отклик через комбинацию резонансных сетей восьмого порядка и нерезонансных сетей второго порядка. B и C отображают изменения групповой задержки, показанные на рисунке 11, внизу, сплошной и пунктирной кривыми, соответственно. В сигналах B и C первое поступление — это слабый короткий пик, содержащий самые высокие частоты ступенчатых импульсов, которые очень мало задерживаются.

На языке C вы можете увидеть, как этот всплеск «подпрыгивает» в рябь с уменьшающейся частотой. Это представляет собой увеличивающуюся задержку, поскольку частота на рис.11 уменьшается с 1,5 кГц до 530 Гц. Затем (вернемся к фиг. 15C) сигнал совершает большой скачок в сторону противоположной полярности прямоугольной волны. Обратите внимание, что задержка от начального всплеска до средней точки скачка (при нулевом напряжении) составляет около 4 мс. На рис. 11 пунктирная кривая показывает, что групповая задержка НЧ (от постоянного тока до примерно 300 Гц) близка к этому значению 4 мс.

Примерно через 5–7 мс после первоначального всплеска вы видите еще один набор заметных покачиваний (после каждого шагового перехода). Это соответствует области 380-660 Гц на рис.11 (пунктирная кривая), где групповая задержка находится в диапазоне от 5 мс до пикового значения 6,8 мс.

Слушая низкочастотные ступенчатые импульсы (прямоугольная волна 1 Гц) через резонансный проход восьмого порядка, я легко мог услышать эффект. В отличие от каскадного нерезонансного всепроходного нисходящего звука «teeooup» первого порядка, резонансный «all-pass» превратил резкие щелчки прямоугольной волны 1 Гц в своего рода «chuwik» звук.

Конечно, продолжительностью всего 6,4 мс, звук был намного быстрее, чем пытались сказать «chuwik», но это придуманное слово описывает эффект дисперсии групповой задержки, когда я мог слышать, как звук начинается с самых высоких частот, что быстро прокатился вниз, а затем частично вернулся вверх.Это было похоже на быстрое птичье чириканье. Если вы думаете, что этот анализ предназначен «для птиц», помните, что они, вероятно, являются первыми изобретателями музыки!

Треугольник Отклик волны
Поскольку треугольная волна имеет гораздо более низкие амплитуды гармоник, чем прямоугольная волна, треугольный отклик на 50 Гц на рис. 15E имеет гораздо меньшую амплитуду ВЧ пульсаций. Затем каскад обеих полнопроходных сетей отображает достаточно чистую задержку формы волны около 4 мс, что согласуется со значением групповой задержки НЧ.

Проблемы со слышимостью
1. Сама дисперсия задержки, слышимая на одном драйвере (например, в наушниках), вероятно, не слышна ниже 1-2 мс. Однако одним исключением являются громкие установившиеся тоны, имеющие когерентный, но невысокий гармонический спектр, такие как тоны флейты и органа. Особенно с асимметричными сигналами, имеющими четные гармоники, вы можете услышать сдвиги фазы и даже простую инверсию полярности. Это связано с асимметричной нелинейностью уха — около 1% при 90 дБ SPL ниже 1 кГц и намного больше для более громких и низких частот.Фазовые сдвиги, включая инверсию, могут изменить собственные добавленные в ухе гармоники и тоны IM. Более того, слуховые нервные клетки активизируют преимущественно отрицательные полупериоды волны, по крайней мере, на более низких частотах.

2. Пространственное разделение драйверов улучшает слышимость дисперсии задержки, потому что в быстром, широкополосном переходном процессе более высокие частоты исходят, скажем, из высокочастотного динамика; тогда задержанные с задержкой более низкие частоты выходят из другого положения, скажем, из низкочастотного динамика. Можно почувствовать быстрое, стремительное движение.И даже если два динамика расположены близко по сравнению с расстоянием до слушателя, фазовые сдвиги между драйверами усиливают ощущение разделения. Это похоже на разность фаз левого и правого стерео около 180 °, создающую восприятие звуковой сцены, выходящее за пределы положения динамиков (используется в некоторых бумбоксах и телевизорах со встроенными близко расположенными динамиками для «улучшенного стерео»).

3. Дисперсия задержки может увеличивать или уменьшать пиковые амплитуды сигнала (при этом не влияя на среднеквадратичные уровни). Обратите внимание, что даже универсальный проход первого порядка на рис.4 утраивает пики прямоугольных импульсов с ± 0,5 В до ± 1,5 В. Пики некоторых музыкальных сигналов могут быть уменьшены в зависимости от времени и спектральной структуры.

Как уже упоминалось, нелинейность уха, особенно для громких звуков ниже 1 кГц, чувствительна к пикам формы волны. Следовательно, дисперсия задержки может повлиять на воздействие и реалистичность ударов барабанов, струнных атак и других мощных переходных процессов, даже если сама дисперсия задержки не слышна. Эти эффекты могут быть быстро обнаружены с помощью импульсов от звукового строба, рассмотренного Эдом Саймоном в апреле 2007 года.Поскольку низкочастотные CO имеют более высокую дисперсию временной задержки (она обратно пропорциональна частоте), низкочастотный / средний CO четвертого порядка, имеющий (в лучшем случае) ступенчатую характеристику, показанную на рисунке 4 (нижнее фото), может легко вызвать слышимое ухудшение качества звука. При частоте CO 200 Гц выходной сигнал низкочастотного динамика задерживается на 4,8 мс по отношению к среднему диапазону, не считая дополнительной временной задержки низкочастотного динамика. Это эквивалентно разнице в длине пути 5,4 дюйма.

Теперь рассмотрим, как это влияет на музыкальный переходный процесс и расстояние между низкочастотными и средними динамиками 2 ‘: переходный процесс перещипывания басовой струны исходит от нескольких дюймов струны и деки.(Остальная длина струны и область деки создают запаздывающие резонансы, но резкий начальный переходный процесс исходит из небольшой области.) Но от динамика переходный процесс — это частота, размазанная по площади размером 2 на 5 футов! У меня нет проблем слышать этот эффект даже с НЧ / СЧ-динамиком второго порядка по сравнению с СО первого порядка, сохраняющим фазу.

Например, две мои лучшие акустические системы — Swans M1 с сабвуфером Scan-Speak ( aX Sept. ’05-5) с использованием CO второго порядка и спикера на объекте (aX Nov.’06-6) с НЧ-динамиком первого порядка CO. Оба имеют очень ровный отклик в помещении вплоть до примерно 30 Гц. Но переходные процессы атаки электрического или акустического баса, низких нот фортепьяно, ударных и низких нот гитары звучат естественно точно (чистый «кусочек» или «щелчок») на Venue первого порядка. На Swans / Scan-Speak второго порядка эти переходные процессы атаки по-прежнему звучат чисто, но не так естественно, что они «кусаются».

Когда я впервые попробовал НЧ-динамик третьего порядка на прототипе Venue, переходные процессы баса и ударных были «утоплены за сценой», что «не совсем так».» На стр. 20, рис. 15 статьи Venue, обратите внимание на чистый прямоугольный сигнал 80 Гц.

Место проведения, рис. 18

Место проведения, рис. 14

Среднечастотные / ВЧ-кроссоверы
В статье Venue на рис. 18 (стр. 21, см. Выше) показана ступенчатая характеристика при 200 мкСм / дел. шкала времени. Отклик похож на рис. 4, все проходы второго порядка. Пропускной сигнал второго порядка характерен для CO третьего порядка. В то время как CO средне- / высокочастотного динамика Venue электрически является вторым порядком, чистый акустический CO близок к третьему порядку.

Рисунок 18 в статье Venue показывает задержку около 200 мкс от начального всплеска высокочастотного динамика до точки, где отклик среднего диапазона достигает уровня экспоненциального времени нарастания формы волны (63% от установившегося состояния). Это согласуется с превышением максимальной групповой задержки Джо Д’Апполито на 200 мкс (статья Venue, рис. 14, см. Выше).

Мой порог для дисперсии задержки составляет около 1 мс, поэтому я не слышу разброс времени средних / высоких частот в 200 мкс для Venue. Что я считаю важным в этом диапазоне частот CO (2,5 кГц в Venue), так это то, чтобы выходы двух драйверов были синхронизированы друг с другом, около частоты CO.Это отличается от абсолютной точности фазы сигнала. Минимизация фазовых различий между драйверами на типичных частотах CO высокочастотного динамика важна для пространственной когерентности изображения и резкого фокуса.

На мой слух, хорошо спроектированная конфигурация D’Appolito (MTM) может звучать практически безупречно в переходном режиме даже с (опять же, хорошо спроектированными) CO высокого порядка. Я думаю, это потому, что симметричное расположение MTM делает средние и высокие акустические центры пространственно совпадающими. Это исключает улучшение слышимости задержки-дисперсии с разделенными драйверами, о которых я говорил.Лучший пример, который я слышал, — это динамик Thor Джо Д’Апполито (7).

Что я слышал о десятиступенчатом универсальном проходе
С пилообразной волной около 200 Гц переключение на все проходы резко (и я имею в виду буквально) приглушало тон, почти убирая жужжащий краевой звук. Но когда я отодвинул телефоны на 6˝ от ушей (сильно понизив уровень звукового давления, но ничего не изменив в телефонах или усилителе), гудение вернулось! Переключение универсального паса на вход и выход не имело никакого значения.

Эффект на музыку
Это подтвердило то, что я думал: хотя я не мог напрямую слышать дисперсию времени 3 мс (за исключением ксилофонов и некоторых барабанов), я легко слышал нелинейную реакцию уха на фазовые сдвиги. Весь музыкальный звук стал «прикрытым», «завуалированным», приглушенным, приглушенным и расфокусированным. При этом более высоком значении 1060 Гц мне потребовалось три этапа полного прохода, чтобы заметить эффект. Это дисперсия задержки 1 мс, примерно такая же, как у моего порога с нижним значением fo 232 Гц (где у одного каскада To = 1.37 мс).

Все это доказывает (для меня), что фазовая нелинейность (временная дисперсия) большинства CO среднечастотных / высокочастотных динамиков не слышна, в то время как я могу слышать переходное размытие басов на CO низкочастотных динамиков в диапазоне от 100 до 300 Гц второго или более высокого порядка.

Заключение
Я надеюсь, что эта статья дала некоторое представление о феномене временной дисперсии, особенно в отношении ее слышимости (или ее отсутствия) в нелинейности фазы кроссовера динамика. aX

Каталожные номера
1.Деннис Колин, «Фазовое искажение формы волны», Speaker Builder 1/97.
2. Билл Васло, «Время, частота, фаза и задержка», Speaker Builder 7/96.
3. Джон Кресковский, «Переходный идеальный пассивный кроссовер 2-го порядка», aX May 2001.
4. Дик Кроуфорд, «Искупитель фазы», ​​Speaker Builder 5/97.
5. Деннис Колин, «Стерео сабвуферы для Swans M1», aX сентябрь 2005 г.
6. Деннис Колин, «The Venue Speaker», x ноябрь 2006 г.
7. Джо Д’Апполито, «The Thor Speaker», май 2002 г.
См. Также: THOR: Линия передачи A D’Appolito

Эта статья была первоначально опубликована в audioXpress, ноябрь 2007 г.

Подробнее на следующей странице: Эксперимент с более высокой дисперсией задержки по частоте

McIntosh MEN220 Room Correction System

Electronic Specifications

Если не указано иное, следующие данные были сняты с RoomPerfect, установленным в режим обхода, а режим голоса — в нейтральный.

  • Частотная характеристика
    +0, -0.5 дБ от 20 Гц до 20 000 Гц
  • Суммарные гармонические искажения
    0,002% от 20 Гц до 20 000 Гц
  • Максимальное входное напряжение
    4.Несимметричный и симметричный 5 В (предусилитель-усилитель мощности)
    Несбалансированный и симметричный 2,25 В (контур процессора)
  • Максимальное выходное напряжение
    Несбалансированный и симметричный 4,5 В (предусилитель-усилитель мощности)
    Несбалансированный и симметричный 2,25 В (контур процессора)
  • Отношение сигнал / шум (A-взвешенное)
    100 дБ
  • Входное сопротивление
    10 кОм несимметричный и симметричный
  • Коэффициент усиления
    0 дБ
  • Выходное сопротивление
    50 Ом
  • Типы фильтров кроссовера, порядок и крутизна
    Баттерворт, 1-й порядок, 6 дБ / октава
    Баттерворт, 2-й порядок, 12 дБ / октава
    Баттерворт, 4-й порядок, 24 дБ / октава
    Линквиц-Райли, 2-й порядок, 12 дБ / октава
    Линквиц-Райли, 4-й порядок, 24 дБ / октаву
    Linkwitz-Riley, 8-й порядок, 48 дБ / октаву
Вес и размеры
  • Размеры устройства (Ш x В x Г)
    17-1 / 2 «(44.45 см) x 6 дюймов (15,24 см) x 18 дюймов (45,72 см) (включая переднюю панель, ручки и кабели)
  • Масса устройства
    11,6 кг (25,5 фунтов)
  • Масса в упаковке
    41.9 фунтов (19 кг)

NEXT-proaudio

NEXT-proaudio

Предыдущий

  • 24OCT

  • 17МАР

  • 04FEB

  • 29 ЯНВАРЯ

  • 06 декабря

  • 22OCT

НОВОСТИ

Далее

Связаться с нами

Rua da Venda Nova, 295
4435-469 Rio Tinto — ПОРТУГАЛИЯ

+351 224 890 075

NEXT-proaudio 2005-2021.Все права защищены.

Чтобы улучшить взаимодействие с пользователем, этот сайт использует файлы cookie. Прокручивая эту страницу или закрывая это сообщение, вы принимаете его использование.
×

Rane MX22 Mojo Стерео 2-полосный кроссовер · AV Gear

Описание
Описание:

Примечание: проверено. Удалено из рабочей корпоративной среды.

Простое деление. Вы делаете математику. Как ни крути, Rane делает лучшие кроссоверы. Нет более простого или умного способа смещения вашей системы, чем с делителем MX 22 Mojo.

В MX 22 используется настройка фильтров Линквица-Райли 4-го порядка с переменной состоянием, чтобы минимизировать фазовые трудности в критической области кроссовера. Проще говоря, кроссовер Linkwitz-Riley демонстрирует идентичные фазовые характеристики на своих выходах Low Pass и High Pass. Эта характеристика гарантирует синфазные выходы на всех частотах.Синфазные выходы являются обязательными для правильного акустического суммирования общих сигналов от соседних драйверов в области кроссовера. Дополнительным преимуществом этой топологии является крутой спад спада 24 дБ на октаву. Наклон такой величины гарантирует, что драйверы, разработанные для воспроизведения определенного диапазона частот, и не более того, не будут выходить за свои пределы, тем самым сводя к минимуму искажения и утомляемость динамика. Для получения более подробной информации см. RaneNote 107, «Кроссоверы Линквиц-Райли».

В MX 22 используется 31-позиционный прецизионный потенциометр управляющего напряжения постоянного тока для выбора точки низкой / высокой частоты.Эта схема кроссовера обеспечивает постоянную точность как от канала к каналу, так и от устройства к устройству. Это явное преимущество перед конструкциями с бесступенчатой ​​регулировкой, в которых используются комбинированные потенциометры, которые могут давать большие различия в согласовании каналов.

Моно выход на сабвуфер обеспечивает отдельную моно сумму левого и правого низких выходов. Для этого выхода может быть активирован фильтр нижних частот 100 Гц. Выход на сабвуфер можно использовать вместе с левым и правым низкими выходами.

Уровень входного сигнала позволяет снизить общую чувствительность всей звуковой системы, включая монофонический сабвуфер, если он используется.Регуляторы низкого уровня, высокого уровня и монофонического выходного уровня сабвуфера позволяют компенсировать изменения чувствительности в усилителях и драйверах.

MX 22 оснащен симметричными разъемами XLR.

Серия Rane Mojo сохраняет качество звука и конструкции, которых (до сих пор) не было в этом ценовом диапазоне. Создан для работающих музыкантов или ди-джеев… простое управление… ограниченные возможности… без ущерба для качества звука или надежности.

Размеры: 6x19x2 / 5 фунтов

Обзор процессора динамика DBX DriveRack 260

Обзор процессора динамика DBX DriveRack 260

Замена пассивного кроссовера динамика на активный обычно считается положительным шагом.Так что я не буду вдаваться в подробности почему. Если вам нравятся активные, возникает вопрос: какой именно?

В моем случае у меня есть пара Martin Logan Monolith III с пассивными внешними кроссоверами, которые мы просто не даем мне наилучших результатов с точки зрения интеграции панели и басового драйвера. Оказывается, было две проблемы. Во-первых, мои десятилетние НЧ-динамики начали выходить из строя. Но даже после их замены я почувствовал, что от этого динамика можно получить больше. Во-вторых, начал экспериментировать с активными кроссоверами.Используя аналоговый кроссовер с профессиональным механизмом, Ashly XR2002, я смог увидеть то, чего мне не хватало. Звук был значительно улучшен. Критические низкие средние частоты и верхние басы теперь лучше слились, и общая «плотность» басов была улучшена. Максимумы были совершенно новым измерением чистоты. По деньгам (около 300 долларов) в моей книге это была огромная сделка.
Однако меня никогда не устраивал статус-кво, поэтому я внимательно следил за лучшими моделями. Затем я прочитал о процессоре динамиков DBX DriveRack 260 (www.driverack.com). Чувак, описание загорелось мне в глазах и быстро закрутило мой пропеллер!

Основа DriveRack 260 состоит в том, чтобы удовлетворить потребности профессионалов в области звука при установке и настройке «high-end» акустических систем и усилителей в различных помещениях. Поэтому он полон функций, разработанных для размещения практически любой комбинации пар приводов (низкий / средний / высокий) и размещения в сложных акустических средах.

Итак, какое отношение имеет редуктор к системе аудиофила? Что ж, все, что вы хотите с этим сделать.Эти юниты построены как танки (должны выжить в дороге) и имеют действительно хорошие характеристики (усилить шумный переход, и публике это не понравится). Так что, за исключением странных разъемов, они, как правило, отлично работают в домашних условиях аудио / видео. Черт возьми, поскольку многие высокопроизводительные устройства уже имеют сбалансированные межкомпонентные соединения, даже это не проблема.

Что касается моего приложения, то мое внимание привлекли несколько функций DriveRack:
— Гибкость конфигурации кроссовера:
o Выбор из стереофонического 2- или 3-полосного (и многих других, но здесь не применимо).
o Выберите любой наклон от 6 / октаву дБ до 48 / дБ
o Выберите один из типов фильтров: Butterworth, Bessel или Linkwitz-Riley
o Смешайте и сопоставьте, LP может использовать один тип фильтра, а HP — другой
— Задержки на любом выходном канале, могут задерживать максимумы относительно минимальных значений
— Регулировка выходной полярности и фазы (с шагом в 1 градус!)
— Компрессор или ограничители (при необходимости) для предотвращения перегрузки определенного выхода
— Параметрический эквалайзер на входах и на выходе (каждая полоса имеет свой собственный PEQ)
— Субгармонический синтез (хорошо, уловка, но отлично подходит для старых записей)
— Полный контроль над настройками и сохраненной программой через приложение для ПК

Итак, как мне использовать этот зверь в моей системе?
Во-первых, я хотел иметь трехполосный кроссовер для своих Монолитов.Что звучит странно для двухполосной колонки, но помимо кроссовера от панели к низкочастотному динамику, я также хотел дополнительно разделить низкие (<60 Гц) басы и отправить их на свои сабвуферы. Это три способа.
Итак, я сконфигурировал DriveRack как 2×6 (терминология профессионального звука ;-), то есть два входа и шесть выходов, разделенных на два стереоканала.
Основным моментом здесь является настройка кроссовера, поэтому я установил для первого канала (высокий) значение фильтра высоких частот 171 Гц, используя кроссовер Баттерворта 18 дБ / октаву.Второй (средний) канал настроен на 171 Гц с использованием кроссовера Баттерворта 12 дБ / октаву, а его высокий проход на 60 Гц (LR 24). Наконец, третий канал (низкий) устанавливается на низкий проход 60 Гц с использованием фильтра Linkwitz-Riley 24 дБ / октава.

Поскольку мои электростатические панели Monolith расположены примерно в трех дюймах перед звуковой катушкой низкочастотного динамика, я добавил небольшую задержку к выходам канала 1 (высокие), используя настройки в долях фута. Это позволит акустически выровнять панель с НЧ-динамиком.

В этой базовой конфигурации я подключил 260 к остальной системе (ссылка на систему находится здесь).Нужны только переходники RCA -> XLR на входах, поскольку мои усилители Sunfire имеют симметричные входы.

Запустил систему и эй, она работает как чемпион. Немного подстроил баланс громкости, а потом послушал песню. Уже значительно улучшился по сравнению с Ashly.

Затем достаньте оружие, мой 30-диапазонный AudioControl RTA и различные тестовые компакт-диски и DVD. Использовал их, чтобы определить настройки фазы и полярности, которые лучше всего подходят моим динамикам и их расположению в комнате. Затем, используя тот же метод, определите потребности в эквалайзере и настройте его по вкусу.
Я должен сказать, что с 8-полосным параметрическим на входе и четырехполосным параметрическим на каждом выходном канале (это шесть из них) я даже не коснулся половины доступных мне диапазонов.